CN103634895B - 快速波束合成系统及其源端各发送天线的载波同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明适用于无线通信技术领域，提供了一种快速波束合成系统及其源端各发送天线的载波同步方法，本发明中源端的发送天线能够实现精确的时隙控制，且能够对接收信号进行频率和相位估算，并对信道延时造成的相位偏移信息进行估算。本发明充分利用了无线链路的广播特性，对于每次广播,除广播基站之外的其余所有基站都会估算相位值和频率值,可避免无谓的相互干扰,对于M个基站组成的系统情况下，提供两种方法实现全局同步，实现全局同步需要M或M+1不重叠的时隙，大大少于其余同步协议所需要的时隙数,例如Two-way同步协议需要的2M-2个非重叠时隙。

Description

快速波束合成系统及其源端各发送天线的载波同步方法

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，尤其涉及一种快速波束合成系统及其源端各发送天线的载波同步方法。

背景技术

分布式波束合成技术是一种能够显著提高系统功率效率的无线通信技术，它把分布在多个小区的独立的天线组成虚拟的天线阵(其中每个天线都有各自的晶体振荡器，且只知道自己的本地时间)，天线阵中的每个天线向目的基站节点发送相同的信号，这些信号在目的基站相干合并。由于虚拟天线阵的可扩展性和稳健性，使得分布式波束合成技术相对于传统天线阵能够获得更高的定向传输特性，相对于单天线系统能够获得更大的接收信噪比(Signal Noise Ratio，SNR)增益，其应用涉及多小区协作网络、多用户无线通信系统、无线传感器网络(Wireless Sensor Network，WSN)、正交频分复用(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing,OFDM)-多入多出(Multiple-Input Multiple-Output,MIMO)、3G长期演进(Long Term Evolution,LTE)等众多领域。但是由于网络中源端基站的异构性，即每个源端基站都有独立的本地振荡器、源端基站的位置以及信道传输状态的差异，使得各个源端基站的信号到达目的基站时产生相位偏移，破坏信号的合并重组，因此，源端必须对发送载波进行同步处理。

源端载波同步是分布式波束合成中的关键技术，载波同步与否决定目的端接收性能的好坏，同步占用时间越少系统性能越好。现有技术中适用于分布式波束合成技术、并对载波进行同步的开环方法主要有基于时分双工的往返载波同步法和双向载波同步法。前一种方法把接收到的上行信号在发送端基站中往返传输，以此来估计每个基站的相位信息实现同步，这种方法的缺点主要有(1)占用的时隙较多，对于M根天线组成的系统需要2M-1个时隙实现所有基站同步，(2)这种方法只能实现载波相位的同步，不能实现载波频率的精确同步，(3)这种方法在天线发送信号之前不能实现同步，必须在接收完来自目的端的上行信号后才能开始同步，增大了系统的延时；后一种方法利用同步信号在基站间的分时双向传输来估算接收信号相位，从而实现基站的载波同步，但这种方法占用的时隙数较多，对于M根天线组成的系统需要2M-2个时隙实现所有基站同步。

已有的同步技术中,有的需要在满足一定条件下才能实现同步,例如当某个基站广播同步信号时,要求只有特定的基站能接收到该同步信号,如果被本来不应该接收的基站接收,就会对该基站造成干扰,增大载波估算值,这个值伴随着接下来的广播过程不断积累放大,从而影响整个系统的性能。

发明内容

本发明所要解决的第一个技术问题在于提供一种快速波束合成系统的源端各发送天线的载波同步方法，旨在实现源端各发送天线的载波的相位、频率同步并减少同步占用的时隙开销和相互之间干扰造成的估算值。

本发明是这样实现的，一种快速波束合成系统的源端各发送天线的载波同步方法，所述快速波束合成系统包括源端和目的端，

所述源端具有M个基站，所述M个基站中包括一初级信号产生基站；所述载波同步方法包括下述步骤：

步骤A，初级信号产生基站在第一时隙广播所述初级信号；

步骤B，源端除该基站产生初级信号之外的其余所有基站均接收所述初级信号,并分别估算各自在第一时隙内接收初级信号产生的频率估算值和相位估算值；

步骤C，在之后的时隙中,其余所有基站顺次广播；在每次广播时，当前的广播基站所广播出的信号的频率为其在第一时隙的频率估算值，相位为其在前一时隙的相位估算值；而除当前的广播基站之外的其余所有基站均接收当前的广播基站所广播出的信号，并分别估算各自在当前时隙内接收广播信号而产生的相位估算值；

步骤D，每个基站都完成广播之后，各个基站的同步后的载波频率和载波相位根据如下方式确定：

对于初级信号产生基站，将其自身载波频率值先后乘以M，得到其同步后的载波频率；将其自身载波相位值与其在除第一时隙之外的所有时隙的相位估算值相加，得到其同步后的载波相位；

对于除初级信号产生基站之外的其余所有基站，将各自在第一时隙的频率估算值先后乘以M，得到各自同步后的载波频率；将各自的广播时隙的前一时隙的相位估算值乘以2之后与剩下时隙的相位估算值相加，所得之和，得到各自同步后的载波相位。

进一步地，在步骤C和步骤D之间，所述方法还包括下述步骤C1：

步骤C1，在所有基站完成一次广播之后，最后广播的基站再次进行广播，在此广播时隙中，最后广播的基站所广播出的信号的频率为其在第一时隙的频率估算值的M倍，相位为其在之前所有时隙的相位估算之和；而除最后广播的基站之外的其余所有基站均接收最后广播的基站所广播出的信号，并分别估算各自在此时隙内接收广播信号而产生的相位估算值；

此时，所述步骤D替换为下述步骤E：

步骤E，在最后广播的基站完成再次广播之后，各个基站的同步后的载波频率和载波相位根据如下方式确定：

对于同步后的载波频率，初级信号产生基站将其自身载波频率值先后乘以M-1，得到其同步后的载波频率；除初级信号产生基站之外的其余基站将各自在第一时隙的频率估算值先后乘以M-1，得到各自同步后的载波频率；

对于同步后的载波相位，最后广播的基站将除其自身广播的两个时隙之外的所有时隙的相位估算值相加得到其同步后的载波相位；除最后广播的基站之外的其余基站，将各自在最后一个时隙的相位估算值减去在倒数第二个时隙的相位估算值，得到各自同步后的载波相位。

本发明所要解决的第二个技术问题在于提供一种快速波束合成系统，包括源端和目的端，所述源端具有M个基站，所述M个基站中包括一初级信号产生基站；每个基站均包括频率估算单元、相位估算单元和同步单元；

所述初级信号产生基站用于产生初级信号并在第一时隙广播所述初级信号，源端除该基站产生初级信号之外的其余所有基站均接收所述初级信号,并分别通过各自的频率估算单元估算各自在第一时隙内接收初级信号产生的频率估算值、通过相位估算单元估算各自在第一时隙内接收初级信号产生的相位估算值；

在之后的时隙中,其余所有基站顺次广播；在每次广播时，当前的广播基站所广播出的信号的频率为其在第一时隙的频率估算值，相位为其在前一时隙的相位估算值；而除当前的广播基站之外的其余所有基站均接收当前的广播基站所广播出的信号，并分别通过各自的频率估算单元估算各自在当前时隙内接收广播信号产生的频率估算值、通过相位估算单元估算各自在当前时隙内接收广播信号产生的相位估算值；

每个基站都完成广播之后，各个基站的同步单元通过如下方式确定各自同步后的载波频率和载波相位：

对于初级信号产生基站，其同步单元用于将其自身载波频率值先后乘以M得到其同步后的载波频率；其同步单元用于将其自身载波相位值与其在除第一时隙之外的所有时隙的相位估算值相加，得到其同步后的载波相位；

对于除初级信号产生基站之外的其余所有基站，其同步单元用于将各自在第一时隙的频率估算值先后乘以M，得到各自同步后的载波频率；其同步单元用于将各自的广播时隙的前一时隙的相位估算值乘以2之后与剩下时隙的相位估算值相加，得到各自同步后的载波相位。

进一步地，在所有基站完成一次广播之后，最后广播的基站再次进行广播，在此广播时隙中，最后广播的基站所广播出的信号的频率为其在第一时隙的频率估算值的M倍，相位为其在之前所有时隙的相位估算之和；而除最后广播的基站之外的其余所有基站均接收最后广播的基站所广播出的信号，并分别通过各自的频率估算单元估算各自在当前时隙内接收广播信号产生的频率估算值、通过相位估算单元估算各自在当前时隙内接收广播信号产生的相位估算值；

在最后广播的基站完成再次广播之后，各个基站的同步单元通过如下方式确定各自同步后的载波频率和载波相位：

对于同步后的载波频率，初级信号产生基站的同步单元将其自身载波频率值先后乘以M-1，得到其同步后的载波频率；除初级信号产生基站之外的其余基站的同步单元将各自在第一时隙的频率估算值先后乘以M-1，得到各自同步后的载波频率；

对于同步后的载波相位，最后广播的基站的同步单元将除其自身广播的两个时隙之外的所有时隙的相位估算值相加，得到其同步后的载波相位；除最后广播的基站之外的其余基站的同步单元，将各自在最后一个时隙的相位估算值减去在倒数第二个时隙的相位估算值，得到各自同步后的载波相位。

本发明充分利用了无线链路的广播特性，对于每次广播,除广播基站之外的其余所有基站都会估算相位值和频率值,可避免无谓的相互干扰,对于M个基站组成的系统情况下，实现全局同步需要M不重叠的时隙，大大少于其余同步协议所需要的时隙数,例如Two-way同步协议需要的2M-2个非重叠时隙。

附图说明

图1是本发明提供的快速波束合成系统的源端各发送天线的载波同步方法的实现流程图；

图2是本发明实施例一提供的三个源端基站分布式合作波束形成示意图；

图3是本发明实施例二提供的三个源端基站分布式合作波束形成示意图；

图4是本发明提供的快速波束合成系统中源端各基站的逻辑结构图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明中，对于M个基站组成的系统情况下，在实施例一中，实现全局同步需要M不重叠的时隙，以确保在每次广播过程中没有互相干扰。如果任何一个源端基站到剩下所有源端基站的信道相位之和等于另外任意一个源端基站节点到剩下所有源端基站的信道相位之和相等，就可以实现所有源端基站同步，即通过实施例一可以实现一个完美的同步，详见下文所描述。实施例二可以放松在实施一这样的限制(即上文描述的“任何一个源端基站到剩下所有源端基站的信道相位之和等于另外任意一个源端基站到剩下所有源端基站的信道相位的和相等”),但它需要M+1不重叠的时隙。然而,相比传统的协议相比，主要是两个实施例提出的协议减少非重叠时隙数，例如，在Two-way同步协议中，需要2M-2个非重叠的时隙，这意味着两个提出协议大大节省同步开销。

步骤A，初级信号产生基站节点产生一初级信号,并在第一时隙广播此初级信号。

如图2所示，第一个源端基站节点N₁产生一个初级信号，并在第一个时隙TS₁广播这个信号。然后剩下所有的源端基站{N₂,…,N_M}接收这个初级信号。

步骤B，源端除该基站产生初级信号之外的其余所有基站均接收所述初级信号,并分别估算各自在第一时隙内接收初级信号产生的频率估算值和相位估算值。

步骤C，在之后的时隙中,其余所有基站顺次广播；在每次广播时，当前的广播基站所广播出的信号的频率为其在第一时隙的频率估算值，相位为其在前一时隙的相位估算值；而除当前的广播基站之外的其余所有基站均接收当前的广播基站所广播出的信号，并分别估算各自在当前时隙内接收广播信号而产生的相位估算值。

其余所有的基站顺次广播，是通过增加源端基站节点指数N₂→N₃→…→N_M，其中每一次广播的信号都是前一时隙接收信号的周期延拓，且所有剩下的源端基站节点可以接收到的这个信号。

步骤D，每个基站都完成广播之后，各个基站的同步后的载波频率和载波相位根据如下方式确定：

对于初级信号产生基站，将其自身载波频率值先后乘以M得到其同步后的载波频率；将其自身载波相位值与其在除第一时隙之外的所有时隙的相位估算值相加，得到其同步后的载波相位；

对于除初级信号产生基站之外的其余所有基站，将各自在第一时隙的频率估算值先后乘以M，得到各自同步后的载波频率；将各自的广播时隙的前一时隙的相位估算值乘以2之后与剩下时隙的相位估算值相加，得到各自同步后的载波相位。

下文结合图2以实施例一为例进行说明。

A1协议原理

a)在TS₁时隙，基站节点N₁广播初级信号，我们把所有发送信号的幅度都设置成1，于是基站节点N₁发送的初级信号表示为：

$x_1^{\left(1\right)}\left(t_1\right)=\exp \left\{j({\mathrm{\ω}}_1{t}_1+{\mathrm{\φ}}_1)\right\}{|}_{t_1\∈T_1^{\left(1\right)}}---\left(1\right)$

其中表示基站节点N₁在TS₁时隙的发送间隔，ω₁和φ₁分别表示N₁的初始频率和相位，j表示复数。

这个信号经过LTI信道传输后到达剩下所有的源端基站节点{N₂,…,N_M}，为了符号表示方便，我们可以用N_k表示：

其中k＝2,3,…,M。表示基站节点N_k在TS₁时隙的接收间隔，α_1,k和分别表示当频率为ω₁时基站节点N_k和基站节点N₁之间的信道延时相位，分别表示基站节点N_k在TS₁时隙的接收噪声，Δ₁、Δ_k分别表示在N₁、N_k基站是一个零均值低通随机过程，主要获取固定时间偏移、本地振荡器相位噪声、振荡器频率不稳定带来的影响。β₁、β_k分别是在N₁、N_k基站相对与参数时间的实际时钟系数。基站节点N_k对接收信号的频率和相位进行估算，表示为：

${\widehat{\mathrm{\ω}}}_k^{\left(1\right)}=\frac{{\mathrm{\β}}_1{\mathrm{\ω}}_1+{\widetilde{\mathrm{\ω}}}_k^{\left(1\right)}}{{\mathrm{\β}}_k}---\left(3\right)$

和分别表示基站N_k在TS₁时隙的频率估算值和相位估算值。

b)在TS₂时隙，基站N₂把在TS₁时隙接收的同步信号广播出去，这个信号表示为：

$x_2^{\left(2\right)}\left(t_2\right)=\exp \left\{j({\widehat{\mathrm{\ω}}}_2^{\left(1\right)}{t}_2+{\widehat{\mathrm{\φ}}}_2^{\left(1\right)})\right\}{|}_{t_2\∈T_2^{\left(2\right)}}---\left(5\right)$

其中表示基站N₂在TS₂时隙的发送间隔，和分别表示基站N₂在TS₁时隙的估算频率和相位(公式(3)和(4))，这个信号经LTI信道传输后被剩下所有源端基站接收，用N_k表示，此时接收信号表示为：

其中k＝1,3,…,M。表示基站N_k在TS₂时隙的接收间隔，这时基站N_k产生相位估计可以表示为：

表示基站N_k在TS₂时隙的相位估算值。

c)在TS_i时隙，上述过程继续通过增加源端基站的指数。每个基站都重复之前的行为，接收前一时隙的预同步信号用于载波信息估计，并在下一时隙把这个信号广播出去。

在TS_i时隙广播信号表示为：

$x_i^{\left(i\right)}\left(t_i\right)=\exp \left\{j({\widehat{\mathrm{\ω}}}_i^{\left(1\right)}{t}_i+{\widehat{\mathrm{\φ}}}_i^{(i-1)})\right\}{|}_{t_i\∈T_i^{\left(i\right)}}---\left(8\right)$

其中表示在TS₁时隙N_i基站的频率估计，表示基站N_i在TS_i-1时隙的相位估计。此信号经LTI信道传输后，被剩下所有源端基站接收，用N_k表示，此时接收信号表示为：

其中k＝1,2,…,M(k≠i)，表示基站N_k在TS_i时隙的接收间隔，这时基站N_k产生相位估计可以表示为：

表示基站N_k在TS_i时隙的相位估算值。

d)在TS_M时隙,基站N_M把在TS_M-1时隙接收的同步信号广播出去，这个信号表示为：

$x_M^{\left(M\right)}\left(t_M\right)=\exp \left\{j\right({\widehat{\mathrm{\ω}}}_M^{\left(1\right)}{t}_M+{\widehat{\mathrm{\φ}}}_M^{(M-1)}\}{|}_{t_M\∈T_M^{\left(M\right)}}---\left(11\right)$

其中表示在TS₁时隙N_M基站的频率估计，表示基站节点N_M在TS_M-1时隙的相位估计。此信号经LTI信道传输后，被剩下所有源端基站接收，用N_k表示，此时接收信号表示为：

其中k＝1,2,…,M-1，表示基站N_M在TS_M时隙的接收间隔，这时基站N_M产生相位估计可以表示为：

表示基站N_M在TS_M时隙的相位估算值。

B1，在实施例一的协议中从本地估计中合成同步本地振荡器

在传播阶段，每个源端基站接收初级信号，同时形式相位和频率估计，实施例一的协议对于N_k基站，合成了同步本地振荡器SLO，构建同步信号：

$s_{k,first}\left(t_k\right)=\exp \left\{j({\widehat{\mathrm{\ω}}}_{k,first}{t}_k+{\widehat{\mathrm{\φ}}}_{k,first})\right\}---\left(14\right)$

其中和是实施例一的协议的SLO频率和相位，如果我们假设在基站节点N_k是理想的，也就是说没有任何估计值，这时SLO频率和相位分别表示为：

${\widehat{\mathrm{\ω}}}_{k,first}=M{\widehat{\mathrm{\ω}}}_k^{\left(1\right)}=M\frac{{\mathrm{\β}}_1{\mathrm{\ω}}_1}{{\mathrm{\β}}_k}---\left(15\right)$

${\widehat{\mathrm{\φ}}}_{k,first}=\{\begin{array}{cc}(\underset{i=1,i\≠k}{\overset{M}{\Σ}}{\widehat{\mathrm{\φ}}}_k^{\left(i\right)}+{\mathrm{\φ}}_1)& k=1\\ (\underset{i=1,i\≠k}{\overset{M}{\Σ}}{\widehat{\mathrm{\φ}}}_k^{\left(i\right)}+{\widehat{\mathrm{\φ}}}_k^{(k-1)})& k=2,\mathrm{...},M\end{array}---\left(16\right)$

这时，实施例一的协议N_k(k＝1,2,…,M)的SLO信号以参考时间t表示：

此时可以有这样一个设想：如果任何一个源端基站到剩下所有源端基站的信道相位的和等于另外任意一个源端基站到剩下所有源端基站的信道相位的和相等，可以表示为：

这时实施例一的协议实现所有源端基站全部同步。

证明：我们把(18)带入到(17)中，可以得到：

既然在(19)式中没有k的函数，在提议1中已经证明。因此，尽管N_k拥有本地时间和操作仅仅依靠本地估计，实施例一的协议同步实现之后，在网络中每个源端基站N_kSLO频率是相同的，其SLO相位也与其它相位相同。

如果网络满足(18)的条件，表明通信网络应该是构建良好的，那么第一个提议达到完美同步。这样实施例一的协议的功能在很大程度上依赖于源端基站节点拓扑的变化。对于任意拓扑结构，实施例一的协议可能仅在满足条件下才能达到相位同步。为了克服这个条件限制，我们提出实施例二的协议，借助于在实施例一的协议同步的基础上，仅仅增加一个时隙。

基于上述考虑，在步骤C和步骤D之间，所述方法还可以进一步包括下述步骤C1：

步骤C1，在所有基站完成一次广播之后，最后广播的基站再次进行广播，在此广播时隙中，最后广播的基站所广播出的信号的频率为其在第一时隙的频率估算值的M倍，相位为其在之前所有时隙的相位估算之和；而除最后广播的基站之外的其余所有基站均接收最后广播的基站所广播出的信号，并分别估算各自在此时隙内接收广播信号而产生的相位估算值；

此时，所述步骤D替换为下述步骤E：

步骤E，在最后广播的基站完成再次广播之后，各个基站的同步后的载波频率和载波相位根据如下方式确定：

对于同步后的载波频率，初级信号产生基站将其自身载波频率值先后乘以M-1，得到其同步后的载波频率；除初级信号产生基站之外的其余基站将各自在第一时隙的频率估算值先后乘以M-1，得到各自同步后的载波频率；

对于同步后的载波相位，最后广播的基站将除其自身广播的两个时隙之外的所有时隙的相位估算值相加，得到其同步后的载波相位；除最后广播的基站之外的其余基站，将各自在最后一个时隙的相位估算值减去在倒数第二个时隙的相位估算值，，得到各自同步后的载波相位。

下文结合图3以实施例二为例进行说明。

A2协议原理

a)从TS₁到TS_M时隙

实施例二的协议从TS₁到TS_M时隙同步过程与实施例一的协议同步过程保持完全相同。

b)在TS_M+1时隙，基站N_M在TS_M+1时隙再次把同步信号广播出去，这个信号表示为：

$x_M^{(M+1)}\left(t_M\right)=\exp \left\{j({\widehat{\mathrm{\ω}}}_M^{\left(M\right)}{t}_M+{\widehat{\mathrm{\φ}}}_M^{\left(M\right)})\right\}{|}_{t_M\∈T_M^{(M+1)}}---\left(20\right)$

其中表示基站N_k在TS_M+1时隙的发射间隔，其频率和相位分别为：

${\widehat{\mathrm{\ω}}}_M^{\left(M\right)}=M{\widehat{\mathrm{\ω}}}_M^{\left(1\right)}---\left(21\right)$

${\widehat{\mathrm{\φ}}}_M^{\left(M\right)}=\underset{i=1}{\overset{M-1}{\Σ}}{\widehat{\mathrm{\φ}}}_M^{\left(i\right)}---\left(22\right)$

剩下所有源端基站再次接受此信号，用N_k表示：

其中k＝1,2,…,M-1，是N_k源端基站在时隙接受信号间隔。这时N_k产生相位估计表示为：

表示基站N_k在TS_M+1时隙的相位估算值。

B2，在实施例二的协议中从本地估计中合成同步本地振荡器

除了最后一个源端基站之外，剩下所有源端基站接收在TS_M+1时隙信号，进行相位估计和频率估计之后，实施例二的协议合成了同步本地振荡器SLO，N_k构建同步信号：

$s_{k,\sec ond}\left(t_k\right)=\exp \left\{j({\widehat{\mathrm{\ω}}}_{k,\sec ond}{t}_k+{\widehat{\mathrm{\φ}}}_{k,\sec ond})\right\}---\left(25\right)$

其中和分别是实施例二的协议SLO频率和相位，可以表示为：

${\widehat{\mathrm{\ω}}}_{k,\sec ond}=(M-1){\widehat{\mathrm{\ω}}}_k^{\left(1\right)}=(M-1)\frac{{\mathrm{\β}}_1{\mathrm{\ω}}_1}{{\mathrm{\β}}_k}---\left(26\right)$

${\widehat{\mathrm{\φ}}}_{k,\sec ond}=\left\{\begin{array}{cc}({\widehat{\mathrm{\φ}}}_k^{(M+1)}-{\widehat{\mathrm{\φ}}}_k^{\left(M\right)})& k=1,2,\mathrm{...},M-1\\ \underset{i=1}{\overset{M-2}{\Σ}}{\mathrm{\φ}}_M^{\left(i\right)}& k=M\end{array}\right.---\left(27\right)$

这时，实施例二的协议N_k(k＝1,2,…,M)的SLO信号以参考时间t表示，有：

既然在(28)式中没有k的函数，实施例二的协议同步实现之后，所以在网络中每个源端基站节点N_kSLO频率是相同的，其SLO相位也与其它相位相同。无论(18)这个条件是否满足，但是实施例二的协议能够实现完美的同步。

综合上述两个实施例，可以看出：在实施例一的协议同步的过程是由第一个源端基站N₁产生一个初级信号，并在第一个时隙TS₁广播这个信号，然后剩下所有的源端基站{N₂,…,N_M}接收这个初级信号。剩下所有的基站顺次广播，是通过增加源端基站节点指数N₂→N₃→…→N_M，其中每一次广播的信号都是前一时隙接收信号的周期延拓，且所有剩下的源端基站可以接收到的这个信号。在TS_M时隙，实施例一的协议完成它的同步过程。对于实施例二的协议，同步的过程在前M个时隙与实施例一的协议保持一样，但是第M个源N_M基站产生第二个初级信号，在第M+1时隙TS_M+1广播这个信号，除了N_M基站节点外，所有剩下源端基站节点接收第二个初级信号，并且实施例二的协议在这个TS_M+1时隙完成同步。下文以三个源端基站为例来进行分布式波束形成的性能分析，其余节点数目的系统同理可推。

本发明分析提出在波束形成时隙两个载波同步协议的性能，根据在目的基站节点载波相位偏差,包括估计值和振荡器相位噪声。在此主要分析三个源端基站节点M＝3情况，这个分析也可以被运用到M＞3源端基站节点的场景。为了比较它们性能，除了提出上述两个实施例之外，传统的Two-way协议也将给出。

首先，对于实施例一，参照图2：

a)在TS₁时隙，基站N₁广播初级信号，我们把所有发送信号的幅度都设置成1，于是基站节点N₁发送的初级信号表示为：

$x_1^{\left(1\right)}\left(t_1\right)=\exp \left\{j({\mathrm{\ω}}_1{t}_1+{\mathrm{\φ}}_1)\right\}{|}_{t_1\∈T_1^{\left(1\right)}}---\left(29\right)$

其中表示基站N₁在TS₁时隙的发送间隔，ω₁和φ₁分别表示N₁的初始频率和相位。

这个信号经过LTI信道传输后被N₂和N₃接收，可以表示为：

其中k＝2,3，表示基站N_k在TS₁时隙的接收间隔，因此，基站N_k对接收信号的频率和相位进行估算，表示为：

${\widehat{\mathrm{\ω}}}_k^{\left(1\right)}=\frac{{\mathrm{\β}}_1{\mathrm{\ω}}_1+{\widetilde{\mathrm{\ω}}}_k^{\left(1\right)}}{{\mathrm{\β}}_k}---\left(31\right)$

其中k＝2,3，和分别表示基站N_k在TS₁时隙的频率估算值和相位估算值。

b)在TS₂时隙，基站N₂把在TS₁时隙接收的同步信号广播出去，这个信号表示为：

$x_2^{\left(2\right)}\left(t_2\right)=\exp \left\{j({\widehat{\mathrm{\ω}}}_2^{\left(1\right)}{t}_2+{\widehat{\mathrm{\φ}}}_2^{\left(1\right)})\right\}{|}_{t_2\∈T_2^{\left(2\right)}}---\left(33\right)$

其中表示基站N₂在TS₂时隙的发送间隔，和分别表示基站N₂在TS₁时隙的估算频率和相位(公式(31)和(32))，这个信号经LTI信道传输后被源端基站N₁和N₃接收，此时接收信号表示为：

其中k＝1,3，表示基站N_k在TS₂时隙的接收间隔，这时基站N₁和N₃分别产生相位估计可以表示为：

c)在TS₃时隙，源端基站N₃发射信号给源端基站N₁和N₂，这时源端基站节点N₃发射信号表示为：

$x_3^{\left(3\right)}\left(t_3\right)=\exp \left\{j({\widehat{\mathrm{\ω}}}_3^{\left(1\right)}{t}_3+{\widehat{\mathrm{\φ}}}_3^{\left(2\right)})\right\}{|}_{t_3\∈T_3^{\left(3\right)}}---\left(37\right)$

其中表示基站N₃在TS₃时隙的发送间隔，和分别表示基站N₃本地估算频率和相位(公式(31)和(36))，这个信号经LTI信道传输后被源端基站N₁和N₂接收，此时接收信号表示为：

其中k＝1,2，表示基站N_k在TS₃时隙的接收间隔，这时基站N₁和N₂分别产生相位估计可以表示为：

根据信道互易性并且满足(18)条件，可以表示为：我们构造实施例一的协议产生的SLO频率和相位：

${\widehat{\mathrm{\ω}}}_{1,first}=3\frac{{\mathrm{\β}}_1{w}_1}{{\mathrm{\β}}_1}---\left(41\right)$

${\widehat{\mathrm{\ω}}}_{2,first}=3\frac{{\mathrm{\β}}_1{w}_1+{\tilde{w}}_2^{\left(1\right)}}{{\mathrm{\β}}_2}---\left(42\right)$

${\widehat{\mathrm{\ω}}}_{3,first}=3\frac{{\mathrm{\β}}_1{w}_1+{\tilde{w}}_3^{\left(1\right)}}{{\mathrm{\β}}_3}---\left(43\right)$

d)在TS₄时隙，在TDD上行信道中，移动台在时刻发射上行信号，这个信号表示为：

$x_0^{\left(up\right)}\left(t_0\right)=\exp \left\{j({\mathrm{\ω}}_0{t}_0+{\mathrm{\φ}}_0)\right\}{|}_{t_0\∈T_0^{\left(u\mathrm{\ρ}\right)}}---\left(47\right)$

其中ω₀表示上行信号的频率。在通信网络中这个信号被源端基站N_k(k＝1,2,3)接收，这里假设系统中的所有基站都拥有下行传输信号的拷贝，这些拷贝信号是MSC通过蜂窝网络回程线路传递给各个基站。源端基站N_k接收目的基站在时刻接收的上行信号，表示为：

源端基站N_k对接收信号进行频率和相位估算：

${\widehat{\mathrm{\ω}}}_k^{\left(up\right)}=\frac{{\mathrm{\β}}_0{\mathrm{\ω}}_0+{\widetilde{\mathrm{\ω}}}_k^{\left(up\right)}}{{\mathrm{\β}}_k}---\left(49\right)$

其中k＝1,2,3，和分别是频率和相位估算值。

e)在TS₅时隙，源端基站N_k(k＝1,2,3),，使用本地载波估算值和以及SLO频率和相位合成实施例一的协议下行信号，根据公式：

$x_{k,first}^{\left(down\right)}\left(t_k\right)=\exp \left\{j\left(\right({\widehat{\mathrm{\ω}}}_{k,first}-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_k^{\left(up\right)})t_k+{\widehat{\mathrm{\φ}}}_{k,first}-{\widehat{\mathrm{\φ}}}_k^{\left(up\right)})\right\}---\left(51\right)$

我们把这个三个源端基站公式化成参考时间，其中表示三个源端基站N_k(k＝1,2,3)的间隔：

$x_{k,first}^{\left(down\right)}\left(t\right)=\exp \left\{j\left(\right({\widehat{\mathrm{\ω}}}_{k,first}-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_k^{\left(up\right)})\×({\mathrm{\β}}_i\left(t+{\mathrm{\Δ}}_k\right))+{\widehat{\mathrm{\φ}}}_{k,first}-{\widehat{\mathrm{\φ}}}_k^{\left(up\right)})\right\}{|}_{t\∈T_k^{\left(down\right)}}---\left(52\right)$

在下行信号传播之后，目的基站总的信号(参考时间)表示为：

为了简单表示，我们暂时假设a_k,0＝1和Eq.(53)能简化为：

如果我们忽略频率估算值，相位估算值和噪声，并且满足(18)条件，实现在目的基站同步，等式(54)可以进行简化：

其次，对于实施例二，参照图3：

为了克服(18)条件限制，我们提出实施例二的协议仅在实施例一的协议基础上增加一个时隙。

a)从TS₁到TS₃时隙

实施例二的协议从TS₁到TS₃时隙同步过程与实施例一的协议同步过程保持完全相同。

b)在TS₄时隙，基站N₃在TS₄时隙再次把同步信号广播出去，这个信号表示：

$x_3^{\left(4\right)}\left(t_3\right)=\exp \left\{j({\widehat{\mathrm{\ω}}}_3^{\left(3\right)}{t}_3+{\widehat{\mathrm{\φ}}}_3^{\left(3\right)})\right\}{|}_{t_3\∈T_3^{\left(4\right)}}---\left(56\right)$

其中

${\widehat{\mathrm{\ω}}}_3^{\left(3\right)}=3{\widehat{\mathrm{\ω}}}_3^{\left(1\right)}=3\frac{{\mathrm{\β}}_1{\widehat{\mathrm{\ω}}}_1+{\widetilde{\mathrm{\ω}}}_3^{\left(1\right)}}{{\mathrm{\β}}_3}---\left(57\right)$

和分别表示基站N₃本地估算频率和相位，这个信号经LTI信道传输后被源端基站N₁和N₂接收，此时接收信号表示为：

其中k＝1,2，因此N₁和N₂产生相位估算分别表示为：

现在我们构造实施例二的协议产生的SLO频率和相位：

${\widehat{\mathrm{\ω}}}_{1,\sec ond}=2\frac{{\mathrm{\β}}_1{\mathrm{\ω}}_1}{{\mathrm{\β}}_1}=2{\mathrm{\β}}_1{\mathrm{\ω}}_1---\left(62\right)$

${\widehat{\mathrm{\ω}}}_{2,\sec ond}=2\frac{{\mathrm{\β}}_1{\mathrm{\ω}}_1+{\widetilde{\mathrm{\ω}}}_2^{\left(1\right)}}{{\mathrm{\β}}_2}---\left(63\right)$

${\widehat{\mathrm{\ω}}}_{3,\sec ond}=2\frac{{\mathrm{\β}}_1{\mathrm{\ω}}_1+{\widetilde{\mathrm{\ω}}}_3^{\left(1\right)}}{{\mathrm{\β}}_3}---\left(64\right)$

c)在TS₅时隙，在TDD上行信道中，移动台在时刻发射上行信号，这个信号表示为：

$x_0^{\left(up\right)}\left(t_0\right)=\exp \left\{j({\mathrm{\ω}}_0{t}_0+{\mathrm{\φ}}_0)\right\}{|}_{t_0\∈T_0^{\left(up\right)}}---\left(68\right)$

其中ω₀表示上行信号的频率。在通信网络中这个信号被源端基站N_k(k＝1,2,3)接收，这里假设系统中的所有基站都拥有下行传输信号的拷贝，这些拷贝信号是MSC通过蜂窝网络回程线路传递给各个基站节点。源端基站N_k接收目的基站节点在时刻接收的上行信号，表示为：

源端基站节点N_k对接收信号进行频率和相位估算：

${\widehat{\mathrm{\ω}}}_k^{\left(up\right)}=\frac{{\mathrm{\β}}_0{\mathrm{\ω}}_0+{\widetilde{\mathrm{\ω}}}_k^{\left(up\right)}}{{\mathrm{\β}}_k}---\left(70\right)$

其中k＝1,2,3，和分别是频率和相位估算值。

e)在TS₆时隙，源端基站N_k(k＝1,2,3),，使用本地载波估算值和以及SLO频率和相位合成实施例二的协议下行信号，根据公式：

$x_{k,\sec ond}^{\left(down\right)}\left(t_k\right)=\exp \left\{j\left(\right({\widehat{\mathrm{\ω}}}_{k,\sec ond}-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_k^{\left(up\right)})t_k+{\widehat{\mathrm{\φ}}}_{k,\sec ond}-{\widehat{\mathrm{\φ}}}_k^{\left(up\right)})\right\}---\left(72\right)$

我们把这个三个源端节点公式化成参考时间，其中表示三个源端基站N_k(k＝1,2,3)的间隔：

$x_{k,\sec ond}^{\left(down\right)}\left(t\right)=\exp \left\{j\left(\right({\widehat{\mathrm{\ω}}}_{k,\sec ond}{\widehat{\mathrm{\ω}}}_k^{\left(up\right)})\×({\mathrm{\β}}_i\left(t+{\mathrm{\Δ}}_k\right))+{\widehat{\mathrm{\φ}}}_{k,\sec ond}-{\widehat{\mathrm{\φ}}}_k^{\left(up\right)})\right\}{|}_{t\∈T_k^{\left(down\right)}}---\left(73\right)$

在下行信号传播之后，目的基站总的信号(参考时间)表示为：

为了简单表示，我们暂时假设a_k,0＝1和Eq.(74)能简化为：

如果我们忽略频率估算值，相位估算值和噪声，并且不满足(18)条件，目的基站能实现同步，等式(75)可以进行简化：

本发明还提供了一种快速波束合成系统，包括源端和目的端，所述源端具有M个基站，所述M个基站中包括一初级信号产生基站。如图4所示，每个基站N均包括频率估算单元、相位估算单元和同步单元(需要说明的是，图4仅示出了与本发明相关的逻辑部分)。

与上文所述的方法相对应，初级信号产生基站用于产生初级信号并在第一时隙广播所述初级信号，源端除该基站产生初级信号之外的其余所有基站均接收所述初级信号,并分别通过各自的频率估算单元估算各自在第一时隙内接收初级信号产生的频率估算值、通过相位估算单元估算各自在第一时隙内接收初级信号产生的相位估算值。

在之后的时隙中,其余所有基站顺次广播；在每次广播时，当前的广播基站所广播出的信号的频率为其在第一时隙的频率估算值，相位为其在前一时隙的相位估算值；而除当前的广播基站之外的其余所有基站均接收当前的广播基站所广播出的信号，并分别通过各自的频率估算单元估算各自在当前时隙内接收广播信号产生的频率估算值、通过相位估算单元估算各自在当前时隙内接收广播信号产生的相位估算值。

作为实施例一，每个基站都完成广播之后，各个基站的同步单元通过如下方式确定各自同步后的载波频率和载波相位：对于初级信号产生基站，其同步单元用于将其自身载波频率值先后乘以M，得到其同步后的载波频率；其同步单元用于将其自身载波相位值与其在除第一时隙之外的所有时隙的相位估算值相加，得到其同步后的载波相位；对于除初级信号产生基站之外的其余所有基站，其同步单元用于将各自在第一时隙的频率估算值先后乘以M，得到各自同步后的载波频率；其同步单元用于将各自的广播时隙的前一时隙的相位估算值乘以2之后与剩下时隙的相位估算值相加，得到各自同步后的载波相位。

作为实施例二，在所有基站完成一次广播之后，最后广播的基站再次进行广播，在此广播时隙中，最后广播的基站所广播出的信号的频率为其在第一时隙的频率估算值的M倍，相位为其在之前所有时隙的相位估算之和；而除最后广播的基站之外的其余所有基站均接收最后广播的基站所广播出的信号，并分别通过各自的频率估算单元估算各自在当前时隙内接收广播信号产生的频率估算值、通过相位估算单元估算各自在当前时隙内接收广播信号产生的相位估算值；

在最后广播的基站完成再次广播之后，各个基站的同步单元通过如下方式确定各自同步后的载波频率和载波相位：对于同步后的载波频率，初级信号产生基站的同步单元将其自身载波频率值先后乘以M-1，得到其同步后的载波频率；除初级信号产生基站之外的其余基站的同步单元将各自在第一时隙的频率估算值先后乘以M-1，得到各自同步后的载波频率；对于同步后的载波相位，最后广播的基站的同步单元将除其自身广播的两个时隙之外的所有时隙的相位估算值相加，得到其同步后的载波相位；除最后广播的基站之外的其余基站的同步单元，将各自在最后一个时隙的相位估算值减去在倒数第二个时隙的相位估算值，得到各自同步后的载波相位。

本发明适用于无线通信技术领域，特别是涉及分布式时分双工系统、多小区通信系统、协作通信系统、分布式adhoc/mesh网络等的载波同步。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种快速波束合成系统的源端各发送天线的载波同步方法，其特征在于，所述快速波束合成系统包括源端和目的端，所述源端具有M个基站，所述M个基站中包括一初级信号产生基站；所述载波同步方法包括下述步骤：

步骤A，初级信号产生基站在第一时隙广播所述初级信号；

步骤B，源端除该基站产生初级信号之外的其余所有基站均接收所述初级信号,并分别估算各自在第一时隙内接收初级信号产生的频率估算值和相位估算值；

步骤C，在之后的时隙中,其余所有基站顺次广播；在每次广播时，当前的广播基站所广播出的信号的频率为其在第一时隙的频率估算值，相位为其在前一时隙的相位估算值；而除当前的广播基站之外的其余所有基站均接收当前的广播基站所广播出的信号，并分别估算各自在当前时隙内接收广播信号而产生的相位估算值；

步骤D，每个基站都完成广播之后，各个基站的同步后的载波频率和载波相位根据如下方式确定：

对于初级信号产生基站，将其自身载波频率值乘以M，得到其同步后的载波频率；将其自身载波相位值与其在除第一时隙之外的所有时隙的相位估算值相加，得到其同步后的载波相位；

对于除初级信号产生基站之外的其余所有基站，将各自在第一时隙的频率估算值先后乘以M，得到各自同步后的载波频率；将各自的广播时隙的前一时隙的相位估算值乘以2之后与剩下时隙的相位估算值相加，得到各自同步后的载波相位。

2.如权利要求1所述的载波同步方法，其特征在于，在步骤C和步骤D之间，所述方法还包括下述步骤C1：

步骤C1，在所有基站完成一次广播之后，最后广播的基站再次进行广播，在此广播时隙中，最后广播的基站所广播出的信号的频率为其在第一时隙的频率估算值的M倍，相位为其在之前所有时隙的相位估算之和；而除最后广播的基站之外的其余所有基站均接收最后广播的基站所广播出的信号，并分别估算各自在此时隙内接收广播信号而产生的相位估算值；

此时，所述步骤D替换为下述步骤E：

步骤E，在最后广播的基站完成再次广播之后，各个基站的同步后的载波频率和载波相位根据如下方式确定：

对于同步后的载波频率，初级信号产生基站将其自身载波频率值先后乘以M-1，得到其同步后的载波频率；除初级信号产生基站之外的其余基站将各自在第一时隙的频率估算值先后乘以M-1，得到各自同步后的载波频率；

对于同步后的载波相位，最后广播的基站将除其自身广播的两个时隙之外的所有时隙的相位估算值相加，得到其同步后的载波相位；除最后广播的基站之外的其余基站，将各自在最后一个时隙的相位估算值减去在倒数第二个时隙的相位估算值得到各自同步后的载波相位。

3.一种快速波束合成系统，包括源端和目的端，所述源端具有M个基站，所述M个基站中包括一初级信号产生基站；其特征在于，每个基站均包括频率估算单元、相位估算单元和同步单元；

所述初级信号产生基站用于产生初级信号并在第一时隙广播所述初级信号，源端除该基站产生初级信号之外的其余所有基站均接收所述初级信号,并分别通过各自的频率估算单元估算各自在第一时隙内接收初级信号产生的频率估算值、通过相位估算单元估算各自在第一时隙内接收初级信号产生的相位估算值；

在之后的时隙中,其余所有基站顺次广播；在每次广播时，当前的广播基站所广播出的信号的频率为其在第一时隙的频率估算值，相位为其在前一时隙的相位估算值；而除当前的广播基站之外的其余所有基站均接收当前的广播基站所广播出的信号，并分别通过各自的频率估算单元估算各自在当前时隙内接收广播信号产生的频率估算值、通过相位估算单元估算各自在当前时隙内接收广播信号产生的相位估算值；

每个基站都完成广播之后，各个基站的同步单元通过如下方式确定各自同步后的载波频率和载波相位：

对于初级信号产生基站，其同步单元用于将其自身载波频率值先后乘以M，得到其同步后的载波频率；其同步单元用于将其自身载波相位值与其在除第一时隙之外的所有时隙的相位估算值相加，得到其同步后的载波相位；

对于除初级信号产生基站之外的其余所有基站，其同步单元用于将各自在第一时隙的频率估算值先后乘以M，得到各自同步后的载波频率；其同步单元用于将各自的广播时隙的前一时隙的相位估算值乘以2之后与剩下时隙的相位估算值相加，得到各自同步后的载波相位。

4.如权利要求3所述的快速波束合成系统，其特征在于，在所有基站完成一次广播之后，最后广播的基站再次进行广播，在此广播时隙中，最后广播的基站所广播出的信号的频率为其在第一时隙的频率估算值的M倍，相位为其在之前所有时隙的相位估算之和；而除最后广播的基站之外的其余所有基站均接收最后广播的基站所广播出的信号，并分别通过各自的频率估算单元估算各自在当前时隙内接收广播信号产生的频率估算值、通过相位估算单元估算各自在当前时隙内接收广播信号产生的相位估算值；

在最后广播的基站完成再次广播之后，各个基站的同步单元通过如下方式确定各自同步后的载波频率和载波相位：

对于同步后的载波频率，初级信号产生基站的同步单元将其自身载波频率值先后乘以M-1，得到其同步后的载波频率；除初级信号产生基站之外的其余基站的同步单元将各自在第一时隙的频率估算值先后乘以M-1，得到各自同步后的载波频率；

对于同步后的载波相位，最后广播的基站的同步单元将除其自身广播的两个时隙之外的所有时隙的相位估算值相加，得到其同步后的载波相位；除最后广播的基站之外的其余基站的同步单元，将各自在最后一个时隙的相位估算值减去在倒数第二个时隙的相位估算值，得到各自同步后的载波相位。