CN103607364B - 循环延迟分集系统中基于信道估计的物理层加密方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了循环延迟分集系统中基于信道估计的物理层加密方法。包括步骤：确定CDD信道估计中的均匀导频位置与非均匀导频位置；根据所述的均匀导频位置与非均匀导频位置，提取非均匀导频位置信息作为密钥分发给接收终端，在发送终端插入均匀和非均匀导频；根据所述的密钥，接收终端进行均匀和非均匀导频处的信道估计；根据所述均匀和非均匀导频处的信道估计，获取所有信道估计值与发送信息。本发明的方法有别于传统的上层加密方法，无需使用冗长复杂的上层加密算法，大大降低了对计算量的要求；另一方面将物理层信道估计时使用的导频位置作为密钥，在周期频率选择性信道下，该加密算法不仅可以保证用户会话的安全性，而且可以保证用户的会话质量。

Description

循环延迟分集系统中基于信道估计的物理层加密方法

技术领域

本发明涉及无线通信系统信息传输安全技术领域，具体涉及一种循环延迟分集系统中基于信道估计的物理层加密方法。

背景技术

随着无线通信网的发展，无线通信网中的信息安全隐患已经成为迫切需要解决的问题之一。由于无线通信网采用无线广播方式传输信号，传输媒介是开放性的，所以更易受到监听等安全威胁。传统的保证无线信息安全的方式通常基于在上层使用的有较高计算需求的加密算法。

OFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用）技术由于用于多重优势，被广泛应用在多种无线通信标准中，如IEEE802.16和LTE（Long TermEvolved，长期演进）。而CDD（Cyclic Delay Diversity,循环延迟分集）技术作为MIMO（Multiple Input Multiple Output，多输入多输出）技术的一种，可以增加信道的频率选择性，同样被广泛应用。

CDD是向OFDM传输系统中引入空间分集的简单方法。CDD自身不产生分集增益，但是通过CDD可以产生PFS（Periodical Frequency Selective，周期频率选择性）信道，而且被授权的终端设备已知这些信息。在PFS信道中频域信道响应周期性变化，CDD-OFDM系统就是PFS信道的一个例子。

由于CDD系统的主要原理就是将发射端的数据信息在多个天线处采用不同的循环延迟之后再发射出去，如图2所示。由于循环前缀位于循环延迟之后，所以CDD系统不会最大化信道时延。但是CDD导致在一个OFDM符号周期内的频率选择性增强。CDD信道转移函数可以表示为：

$H_{\mathrm{CDD}}(f,t)=\frac{1}{\sqrt{M}}\underset{l=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}f{\mathrm{\δ}}_l}\·H_l(f,t)---\left(1\right)$

其中H_l(f,t)表示在t时刻第l根发射天线到接收终端的信道转移函数，δ_l表示第l根发射天线的具体时延值，M为天线个数，N为OFDM符号长度，其中δ_l=lδ₁。图3给出了某个时刻单天线|H₀(f,t)|²在512个邻近子载波上的分布。式（2）所述的双天线系统在同样场景下的分布情况如图4所示。

${\left|H_{\mathrm{CDD}}(f,t)\right|}^2={|H_0(f,t)+e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}f{\mathrm{\δ}}_1}{H}_1(f,t)|}^2,{\mathrm{\δ}}_1=20---\left(2\right)$

从图3和图4可以看出发射天线的增加将导致频率选择性的增强，而且信道增益呈周期性的变化。可以看出如果采用均匀梳导频时如图5所示，当导频位置全部落入波谷时将导致极差的信道估计结果。因此如果采用非均匀导频与均匀导频来进行联合信道估计将避免这种情况。

在OFDM系统中，信道状态信息可以通过基于导频的信道估计方式获得。在该方式下，导频的插入方式分为每隔固定周期将导频插入整个OFDM信号的块状导频插入方式以及在每个OFDM符号内都插入少量导频的梳状导频插入方式。通常情况下，对于慢变信道，两种导频插入方式均适用，而对于快变信道，梳状导频更有优势。我们的发明考虑无线通信中的信道快变情况，故采纳梳状导频。对于均匀分布的梳状导频，N_p个导频信号被等间隔插入在原数据信号中，可以表示为：

$X\left(k\right)=X(\mathrm{mL}+l)=\left\{\begin{array}{cc}{X}_p& l=0\\ X_d& l=\mathrm{1,2}\·\·\·\·\·\·L-1\end{array}\right.---\left(3\right)$

其中L为总载波数量与N_p的比值。X_p代表导频信号而X_d代表原数据信号。有别于公式(3)中的均匀导频插入方式，导频信号还可以以不同的间隔插入，该插入方式可以被称为非均匀导频插入方式。

在确定导频插入方式后，对于导频位置处的信道响应可以通过公式(4)中的LS(Least Square，最小二乘法)或者公式(5)中的LMMSE(Linear Minimum Mean SquareError，线性最小均方误差法)来估计。

${\tilde{H}}_{\mathrm{LS}}={\{{\tilde{H}}_P\left(0\right),{\tilde{H}}_p\left(l\right),...,{\tilde{H}}_p(N_p-1)\}}^T={\{\frac{Y_p\left(0\right)}{X_P\left(0\right)},\frac{Y_p\left(l\right)}{X_P\left(l\right)},...,\frac{Y_p(N_p-1)}{X_P(N_p-1)}\}}^T---\left(4\right)$

${\tilde{H}}_{\mathrm{LMMSE}}=R_{\mathrm{HH}}{(R_{\mathrm{HH}}+\frac{\mathrm{\β}}{\mathrm{SNR}}I)}^{-1}{\tilde{H}}_{\mathrm{LS}}---\left(5\right)$

其中

R_HH=E{HH^T}

β=E{|X_k|²}E{|1/X_k|²}

$\mathrm{SNR}=E\left\{{\left|X_k\right|}^2\right\}/{\mathrm{\σ}}_n^2$

R_HH表征信道的自协方差矩阵，代表噪声方差，β是有星座映射决定的常量，|X_k|表示某个子载波处的信号的幅值，I是单位矩阵。

在获取导频处的信道响应后，可以通过插值算法将信道的频域相应恢复。以上的传统信道估计方法所使用的梳状导频为均匀分布的，然而，一旦该信号被截获，导频的分布位置就很容易被破解，导致信息泄露。同时，由于CDD系统产生周期频率选择性信道，均匀分布的导频很有可能全部落在能量较弱的子载波上，影响信道恢复质量。

发明内容

为了提高循环延迟分集系统的信道估计质量与安全性，本发明提供了一种循环延迟分集系统中基于非均匀导频信道估计的物理层加密方法。在本发明的方法中，提出使用非均匀分布的导频插入方式来获得系统安全性能以及CDD系统下通信质量的提高。非均匀导频使用的同时，传统针对均匀导频具有较好性能的插值算法也将不再适用，为此本发明又给出了适用于此类场景下的插值算法。

本发明的循环延迟分集系统中基于非均匀导频信道估计的物理层加密方法包括：步骤1：确定CDD信道估计中的均匀导频位置与非均匀导频位置；步骤2：根据所述的导频位置，提取非均匀导频位置信息作为密钥分发给接收终端，在发送终端插入均匀和非均匀导频；步骤3：根据所述的密钥，接收终端进行均匀与非均匀导频处的信道估计；步骤4：根据所述均匀与非均匀导频处的信道估计，获取所有信道估计值与发送信息。

优选地，所述步骤1进一步包括：步骤11，选取周期性均匀导频，使均匀导频的位置不满足二维奈奎斯特采样，即τ_maxΔfL≥1/2，其中τ_max为信道最大时延扩展，Δf为子载波间隔，L为均匀导频间隔；步骤12，随机选取非均匀导频的位置，使均匀导频与非均匀导频联合后满足系统信道估计的条件。

优选地，所述步骤2进一步包括：提取导频位置信息，在发送终端按照均匀导频的插入规则插入均匀导频，并随机插入非均匀导频，隐藏非均匀导频的位置信息，并作为密钥分发给接收终端。

优选地，所述步骤2进一步包括：将非均匀导频隐藏于发送信息之中，对发送信息经过上变频之后通过CDD系统的发射天线发送给接收终端。

优选地，所述步骤3进一步包括：根据所接收到的导频位置信息，利用所获取的非均匀导频密钥信息，并联合均匀导频进行信道估计，提取所有均匀导频与非均匀导频处的信道参数信息。

优选地，所述信道估计进一步包括：根据接收到的发送信息与均匀导频和非均匀导频的位置信息，利用最小二乘法或线性最小均方误差算法进行导频处的信道参数估计。

优选地，所述步骤4进一步包括：根据所获得的信道参数通过插值算法获取其他位置的信道参数，并利用所有信道参数根据接收信息获取发送信息。

本发明充分利用了循环延迟分集系统与信道估计的特点，其特征在于它有别于传统的上层加密方法，无需使用冗长复杂的上层加密算法，大大降低了对计算量的要求，并且将物理层信道估计时使用的导频位置作为密钥，创新性的将物理层信道估计技术与加密技术有机结合起来。在循环延迟分集系统带来的周期频率选择性信道下，该加密算法不仅可以保证用户会话的安全性，而且可以保证用户的会话质量。

附图说明

图1是本发明循环延迟分集系统基于信道估计的物理层加密方法流程图。

图2是CDD-OFDM系统的原理框图。

图3是单天线系统中某个时刻的信道转移函数曲线图。

图4是CDD系统中某个时刻的信道转移函数曲线图。

图5是CDD加密系统中均匀导频安排图。

图6是CDD加密系统中均匀导频与非均匀导频安排图。

图7是CDD加密系统中均匀导频与联合导频信道估计的均方误差对比曲线图。

图8是CDD加密系统中三种插值方式信道估计的均方误差对比曲线。

图9是CDD加密系统加密原理图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本发明进一步详细说明。

本发明的循环延迟分集系统中基于信道估计的物理层加密方法的基本思想是：系统虽然保留了一定均匀导频，但是仅仅采用这些均匀导频是不足以利用信道估计的结果得到发送数据的，这可以作为迷惑窃听者的手段。而在此之上，本发明采用了隐藏于发送信息之中的非均匀导频，这样一方面避免了由于均匀分布导频而导致所有导频同时位于较差位置，非均匀导频联合均匀导频将实现更好的信道估计效果；另一方面非均匀导频的位置信息将作为密钥分发给接收终端，非均匀性也将带来更好的加密效果。下面将结合附图对本发明作进一步的阐述。

图1为本发明循环延迟分集系统中基于信道估计的物理层加密方法。参照图1，该方法包括以下各步骤：

步骤101：确定CDD信道估计中的非均匀导频位置与均匀导频位置。在该步骤，首先进行均匀导频的位置生成，均匀导频的周期可以固定为周期频率选择性信道的频率选择性信道周期，这种情况下周期频率选择性的信道将使均匀导频的位置不满足二维奈奎斯特采样，即τ_maxΔfL≥1/2，其中τ_max为信道最大时延扩展，Δf为子载波间隔，L为均匀导频间隔。定义集合A={1,2......L-1}表示一个OFDM符号周期内除均匀导频位置之外的所有位置信息，则每个子载波处的符号信息为：

$X_e\left(k\right)=X_e(\mathrm{mL}+l)=\left\{\begin{array}{cc}{X}_{\mathrm{ep}}& l=0\\ X_d& l=A\end{array}\right.$

其中k表示子载波序号，l表示每个OFDM符号周期内的子载波序号，N_ep为均匀导频的数目，L为均匀导频间隔，也为信道长度，m=1,2......N_ep。X_ep代表均匀导频信号而X_d代表原数据信号。

接下来进行非均匀导频位置信息的生成，非均匀导频可以采用随机插入在均匀导频之间的形式，也可以采用全局随机位置生成的形式。如果采用第一种形式，定义集合B=randA表示随机选取集合A中的任意一个或数个定义的元素，设非均匀导频的个数为N_uep。此时每个子载波处的符号信息为：

$X_{\mathrm{ue}}\left(k\right)=X_{\mathrm{ue}}(\mathrm{mL}+l)=\left\{\begin{array}{ccc}{X}_{\mathrm{ep}}& l=0& \\ X_{\mathrm{uep}}& l=B& \\ X_d& l=A\backslash B& \end{array}\right.$

其中m=1,2......N_ep，X_uep为非均匀导频信号。提取X_uep的位置信息即每个均匀导频间隔内的集合B作为发送终端与接收终端之间的密钥。

步骤102：根据所述的导频位置，提取非均匀导频位置信息作为密钥分发给接收终端，在发送终端插入均匀和非均匀导频。其中，提取均匀导频与非均匀导频位置信息，在发送终端按照均匀导频的插入规则插入均匀导频，按照非均匀导频的位置信息插入非均匀导频，隐藏非均匀导频的位置信息，并作为密钥分发给接收终端。将非均匀导频隐藏于发送信息之中，对发送信息经过上变频之后通过CDD系统的发射天线发送给接收终端。

在该步骤，为了保证保密性能，非均匀导频的发射功率需要和数据信息保持一致，使非均匀导频隐藏在发送符号内。插入导频之后经过CDD发射天线将发送信息发射出去。某个时刻CDD信道的频域信道响应可以描述为：

$H_{\mathrm{CDD}}\left(f\right)=\frac{1}{\sqrt{M}}\underset{l=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}f{\mathrm{\δ}}_l}\·H_l\left(f\right)$

其中H_l(f)表示第l根发射天线到接收终端的信道转移函数，δ_l表示第l根发射天线的具体时延值，M为天线个数，N为OFDM符号长度，其中δ_l=lδ₁。由于存在空子载波，发送符号可以进一步描述为：

$X\left[k\right]=\left\{\begin{array}{cc}0& k\∈P_{\mathrm{null}}\\ X_{\mathrm{ep}}& k\∈P_{\mathrm{ep}}\\ X_{\mathrm{uep}}& k\∈P_{\mathrm{uep}}\\ X_d& k\∈P_d\end{array}\right.$

其中P_null表示空子载波的位置集合，P_ep表示均匀导频的位置集合，P_uep表示非均匀导频的位置集合，P_d表示数据的位置集合。均匀导频的插入图形如图5所示，图6为采用的非均匀导频插入方案。

在OFDM系统中，X[k]经过逆傅里叶变换得到发送符号的时域信息x[n]，其中k代表子载波序号，n代表傅里叶变换后的时域序号。CDD信道的时域响应信息为h_cdd[n]，则接收终端接收到的时域信号为：

$y\left[n\right]=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{\mathrm{cdd}}\left[l\right]x[n-l]+w\left[n\right]$

其中w[n]为独立同分布复高斯随机噪声，将上式变换到频域得到实际的频域接收符号：

Y[k]=H_cdd[k]X[k]+W[k]

其中H_cdd[k]为离散化之后的CDD频域信道响应，X[k]为发送频域符号，W[k]为w[n]的傅里叶变换。

步骤103：根据所述的密钥，接收终进行导频处的信道估计。其中根据所接收到的导频位置信息，利用所获取的非均匀导频密钥信息，并联合均匀导频进行信道估计，提取所有均匀导频与非均匀导频处的信道参数信息。

在该步骤，接收终端通过接收到的密钥信息可以确定非均匀导频的位置信息再通过接收信号获取均匀导频位置信息其中uep_i指第i个非均匀导频对应的子载波位置，ep_i指第i个均匀导频对应的子载波位置。当对均匀导频进行信道估计时：

${\tilde{H}}_{\mathrm{eLS}}={\{{\tilde{H}}_e\left({\mathrm{ep}}_1\right),{\tilde{H}}_e\left({\mathrm{ep}}_2\right),...,{\tilde{H}}_e\left({\mathrm{ep}}_{N_{\mathrm{ep}}}\right)\}}^T={\{\frac{Y\left({\mathrm{ep}}_1\right)}{X\left({\mathrm{ep}}_1\right)},\frac{Y\left({\mathrm{ep}}_2\right)}{X\left({\mathrm{ep}}_2\right)},...,\frac{Y\left({\mathrm{ep}}_{N_{\mathrm{ep}}}\right)}{X\left({\mathrm{ep}}_{N_{\mathrm{ep}}}\right)}\}}^T$

其中表示采用均匀导频得到的LS信道估计结果，表示第i个均匀导频处的信道估计值，Y(ep_i)与X(ep_i)分别代表第i个均匀导频处的接收导频符号与发送导频符号。

当利用均匀导频与非均匀导频进行联合的LS信道估计时：

${\tilde{H}}_{\mathrm{LS}}={\{{\tilde{H}}_{\mathrm{ue}}\left(p_1\right),{\tilde{H}}_{\mathrm{ue}}\left(p_2\right),...,{\tilde{H}}_{\mathrm{ue}}\left(P_{N_p}\right)\}}^T={\{\frac{Y\left(p_1\right)}{X\left(p_1\right)},\frac{Y\left(p_2\right)}{X\left(p_2\right)},...,\frac{Y\left(p_{N_p}\right)}{X\left(p_{N_p}\right)}\}}^T$

其中p_i∈P_p=P_ep∪P_uep，表示第i个导频对应的子载波位置，表示采用均匀导频与非均匀导频联合估计的结果，表示所有导频中第i个导频处的信道估计值，Y(p_i)与X(p_i)分别代表第i个导频处的接收导频符号与发送导频符号。

由于LS估计没有考虑到噪声的影响，因此可以采用LMMSE进行更精确的估计：

${\tilde{H}}_{\mathrm{LMMSE}}=R_{\mathrm{HH}}{(R_{\mathrm{HH}}+\frac{\mathrm{\β}}{\mathrm{SNR}}I)}^{-1}{\tilde{H}}_{\mathrm{LS}}$

其中，

R_HH=E{HH^T}

β=E{|X_k|²}E{|1/X_k|²}

$\mathrm{SNR}=E\left\{{\left|X_k\right|}^2\right\}/{\mathrm{\δ}}_n^2$

R_HH表征信道的自协方差矩阵，代表噪声方差，β是有星座映射决定的常量，X_k表示某个子载波处的符号值，I是单位矩阵。

从均匀导频与非均匀导频的直观对比上可以看出当窃听者通过均匀导频窃取发送信息时，一方面由于导频数目的限制将产生很差的估计效果，另一方面即使估计了信道的情况，在解码过程中也会因为受到非均匀导频的干扰而无法解码。图7给出了均匀导频和非均匀导频估计结果中的最小均方误差对比。

步骤104：根据所述导频处的信道估计，获取所有信道估计值与发送信息。

在该步骤，根据获取到的信道参数信息可以通过插值算法来进行梳状导频辅助的信道估计，传统的均匀导频插值算法在这里将难以获得同等的效果。这里采用三种插值算法来具体阐述关于本发明中非均匀导频的所有子载波位置处的信道估计。

方式一，拉格朗日插值算法。拉格朗日插值算法的原理就是利用多项式来对多点数据拟合。对于n点的数据需要多项式的度小于等于n-1就可以获得拟合结果。对于上述一共有N_p个估计结果值，可以描述为 $(p_1,y_1={\tilde{H}}_{\mathrm{LMMSE}}\left(1\right)),(p_2,y_2={\tilde{H}}_{\mathrm{LMMSE}}\left(2\right))\·\·\·(p_{N_p},y_{N_p}={\tilde{H}}_{\mathrm{LMMSE}}\left(N_p\right)),$ 其中p_i表示第i个导频的所代表的子载波位置。利用拟合函数：

$H_L\left(x\right)=\underset{j=1}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}{H}_j\left(x\right)$

其中

$H_j\left(x\right)=y_i\underset{k\≠j}{\overset{N_p}{\underset{k=1}{\mathrm{\Π}}}}\frac{x-p_k}{p_j-p_k}$

从中可以看出拉格朗日插值算法不要求导频位置均匀分布。H_L(x)就是所估计得到的拟合曲线函数，对其进行单位离散化所得到的H_L(k)就是最终所得到的所有子载波位置的信道参数。

方式二，三次样条插值。三次样条插值的主要原理是利用三次函数拟合具有如下形式的分段函数：

$S\left(x\right)=\left\{\begin{array}{cc}{s}_1\left(x\right)& x_1\≤x\≤x_2\\ s_2\left(x\right)& x_2\≤x\≤x_3\\ \·\·\·& \\ s_{n-1}\left(x\right)& x_{n-1}\≤x\≤x_n\end{array}\right.$

对s_i(x)可以由一个三阶多项式表示：

s_i(x)=a_i(x-x_i)³+b_i(x-x_i)²+c_i(x-x_i)+d_i i=1,2…n-1

其中a_i，b_i，c_i与d_i为三次样条插值系数，x_i为第i个分段点。为了保证函数的连续性需要满足以下条件：

（1）所有插值数据点都位于分段函数S(x)上。

（2）S(x),S′(x)，S″(x)在间隔[x₁,x_n]内连续。

方式三，RBF（Radial basis functions，径向基函数插值）首先由Hardy基于以下的公式提出：

$f\left(x\right)=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\λ}}_i\mathrm{\φ}\left(r_i\right)$

其中φ(r_i)=φ(||x-x_i||)，其中x是一个标量或者n维向量，λ_i是权重。目前已经存在了多种径向基函数插值技术。及紧支集径向基函数插值中：

$\mathrm{\φ}\left(r\right)=\left\{\begin{array}{cc}{(1-r)}^{q}P\left(r\right)& 0\≤r\≤1\\ 0& r>1\end{array}\right.$

其中P(r)是多项式函数，q是参数。

图8给出了三种插值算法的最小均方误差对比。

以拉格朗日插值算法为例，在接收终端通过估计所得到的所有子载波处的信道参数得到最终的接收信息：

$\tilde{X}\left(k\right)=\frac{Y\left(k\right)}{H_L\left(k\right)}$

图9给出了系统的加密模型，从中可以看出，如果Bob希望通过CDD系统向Alice发送信息，这种情况下Eve打算从中窃听信息。本发明采用非均匀导频作为密钥。从图7可以看出，接收端Alice采用密钥信息联合信息中的均匀导频位置信息可以较好的解调出发送信息。而Eve如果采用均匀导频解密将获得很差的信道估计结果，而且由于非均匀导频的存在使Eve更加难以解调出信息，因此图7也证明了加密系统的有效性。

本发明的循环延迟分集系统中基于信道估计的物理层加密方法属于物理层加密技术，充分利用了无线信道的时空多样性，在不需要额外的计算负担的同时，能够兼顾无线信道的安全性以及用户体验。

以上所述的具体实施例，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种循环延迟分集系统中基于信道估计的物理层加密方法，该方法包括以下步骤：

步骤1：确定CDD信道估计中的非均匀导频位置与均匀导频位置；

步骤2：根据所述的非均匀导频位置和均匀导频位置，提取非均匀导频位置信息作为密钥分发给接收终端，在发送终端按照均匀导频的插入规则插入均匀导频，按照非均匀导频的位置信息插入非均匀导频，隐藏非均匀导频的位置信息；

步骤3：根据所述的密钥，确定非均匀导频的位置信息，再通过接收信号获取均匀导频位置信息，之后接收终端进行均匀和非均匀导频处的信道估计；

步骤4：根据所述均匀和非均匀导频处的信道估计，获取所有信道估计值与发送信息。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤1进一步包括：

步骤11，选取周期性均匀导频，使均匀导频的位置不满足二维奈奎斯特采样，即τ_maxΔfL≥1/2，其中τ_max为信道最大时延扩展，Δf为子载波间隔，L为均匀导频间隔；

步骤12，随机选取非均匀导频的位置，使均匀导频与非均匀导频联合后满足系统信道估计的条件。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤2进一步包括：

将非均匀导频隐藏于发送信息之中，对发送信息经过上变频之后通过CDD系统的发射天线发送给接收终端。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤3进一步包括：

根据所接收到的均匀导频与非均匀导频位置信息，利用所获取的非均匀导频密钥信息，并联合均匀导频进行信道估计，提取所有均匀导频与非均匀导频处的信道参数信息。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述信道估计进一步包括：

根据接收到的发送信息与均匀导频和非均匀导频的位置信息，利用最小二乘法或线性最小均方误差算法进行均匀导频和非均匀导频处的信道参数估计。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述步骤4进一步包括：

根据所获得的信道参数通过插值算法获取其他位置的信道参数，并利用所有信道参数根据接收信息获取发送信息。