CN103532588A - 用于衰减射频系统中信号的系统和方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于衰减射频系统中信号的系统和方法。根据实施例，一种方法包括：耦合来自发射器的功率以形成第一信号，调节第一信号以形成第二信号，并将第二信号耦合到接收器的输入。调节包括调整第二信号以组合反相信号和从发射器耦合到接收器的输入的泄漏信号，使得泄漏信号被衰减。

Description

用于衰减射频系统中信号的系统和方法

技术领域

本发明一般地涉及半导体电路和方法，并且更特别地涉及用于衰减射频(RF)系统中信号的系统和方法。 

背景技术

移动通信系统中增加数目的频带和标准增加了移动电话设计的复杂度，因为现在一些移动电话被配置为通过使用跨过多个频带的多个标准而工作。此外，移动电话还可包括全球定位系统(GPS)接收器、FM无线电接收器和USB端口。在许多移动电话中，这些多个频带和标准可通过使用多个信号路径内的多个射频(RF)发射器和接收器而实现，其中多个信号路径可通过使用天线开关来被耦合到单个天线，和/或被耦合到多个天线。然而，移动电话内越来越多的频带的引入可能引起关于各种发射器和接收器工作期间的干扰(jamming)的一些问题。 

例如，当在824-915MHz的范围内工作时，采用GSM功能的移动电话可发射33dBm(2W)的输出功率。如果存在其它设备，诸如FM无线电设备或无线LAN等，则从GSM发射器发射的RF功率可由移动电话内的其它接收器接收。即使来自GSM发射器的该功率泄漏关于其它接收器在带外，滤波器的变化和天线匹配可能允许足够的功率泄漏到相邻系统。例如，GSM信号可能使FM接收器的输入LNA被按到压缩，从而导致减少的敏感度及差的性能。GSM信号甚至可能经由电缆连接来耦合到USB接收器，从而引起USB接收器的输入级处的压缩，以及可能地中断USB数据发射。 

通过提供输入滤波器以强烈地衰减干扰RF信号，一些常规的系统处理发射器泄漏的问题。例如，FM接收器可使用低通滤波器来抑制108MHz以上的信号，而USB接收器可使用有损的共模滤波器。 

发明内容

根据实施例，一种方法包括：耦合来自发射器的功率以形成第一信号，调节第一信号以形成第二信号，以及将第二信号耦合到接收器的输入。调节包括调整第二信号以组合反相信号和从发射器耦合到接收器的输入的泄漏信号，使得泄漏信号被衰减。 

在附图和下面的详细说明中阐述了本发明的一个或多个实施例的细节。根据详细说明和图以及权利要求，本发明的其它特征、目的和优点将显而易见的。 

附图说明

为了更完整地理解本发明及其优点，现参照连同附图一起采取的下面的详细说明，在其中： 

图1图示了根据本发明的实施例的RF系统； 

图2图示了根据另一实施例的RF系统； 

图3图示了具有可切换的滤波器和/或信号块的实施例RF系统； 

图4a-c图示了具有天线耦合电路的实施例RF电路； 

图5a-d图示了可与实施例信号调节电路一起使用的移相器拓扑； 

图6a-d图示了实施例可调整的高通T形移相器电路； 

图7a-b图示了实施例可调整的低通∏形移相器电路； 

图8a-c图示了实施例电阻性T形衰减器电路； 

图9a-c图示了实施例电阻性∏形衰减器电路；并且 

图10a-d图示了实施例信号调节电路。 

除非另外指示，不同图中的相应的数字和符号一般指的是相应的部分。图以清晰图示优选实施例的相关方面被绘制，而不一定按比例绘制。为了更清楚地图示某些实施例，指示相同结构、材料或工艺步骤的变化的字母可以跟在图号之后。 

具体实施例

下面详细论述目前优选实施例的形成和使用。然而，应当领会的是，本发明提供可以在各种各样的具体上下文中被具体化的许多可应用的发明概念。所讨论的具体实施例仅仅是说明形成和使用本发明的具体方式的，并不限制本发明的范围。 

将关于具体上下文中的优选实施例来描述本发明，系统用于抵消从发射器泄露到RF系统中位于一处(co-located)的接收器的功率。然而本发明还可以应用到其它类型的电路和系统，诸如数据发射系统、通信系统和其它电子系统之类。 

在实施例中，通过在位于一处的接收器的输入引入抵消信号，来衰减从发射器到位于一处的接收器的泄漏功率。图1图示实施例RF系统100，其具有移动电话系统102、信号调节电路114和FM接收器118。 在实施例中，RF系统100位于移动电话或移动手持终端内。在本发明的可替换的实施例中，系统100例如可表示部署在计算机、平板计算机、多媒体设备或其它电子系统内的无线电设备，所述其它电子系统具有相同底架内的或者在彼此的短距离内位于一处的多个RF系统。 

移动电话系统102可以是射频系统，其被配置为根据移动电话系统标准工作，诸如GSM、CDMA、LTE或其它通信系统标准。在实施例中，移动电话系统102包含耦合到天线108的功率放大器104。应当理解的是，系统102可以包含其它部件，诸如为了图示的简单而在图1中未示出的上变频器、基带处理器和用来能够实现与基站通信的其它电路。在工作期间，在天线108上发射由功率放大器104输出的功率。该发射的功率中的一些可经由FM天线116耦合到FM接收器118。这种耦合在图1中用箭头126表示。应当理解的是，通过其它寄生信号路径，例如容纳系统100的电路板内的耦合，诸如线之间的磁耦合、板迹线之间的电容性耦合以及经由电源的耦合，功率还可从功率放大器104的外部耦合到FM接收器118的输入。这些寄生耦合路径的总和可能与FM接收器118的接收干扰，和/或使FM接收器118前端不敏感。 

在实施例中，通过引入抵消信号120，可减少从移动电话系统102到FM接收器118所发射的功率之间的耦合效应。在实施例中，抵消信号120由信号调节电路114产生，所述信号调节电路114产生与移动电话系统102的泄漏发射信号近似幅度相同但相位相反的信号，如由接收器118的输入所见。 

在实施例中，经由定向耦合器106从功率放大器104的输出耦合功率以形成第一耦合信号124。定向耦合器106取由功率放大器104输出的信号中的一小部分，例如-20dB。在一些实施例中，该耦合的输出功率还可被由移动电话系统102利用的发射的功率检测器使用。此发射的功率检测器例如可由整流二极管或现有技术中公知的其它功率检测电路实现。信号调节电路114经由可调衰减器110来衰减第一耦合信号124，并经由可调移相器112来移动相位以形成抵消信号120。在一些实施例中，抵消信号120关于第一耦合信号124移动大约180°，以形成反相信号。在其它实施例中，为了补偿泄漏路径126内的相移，抵消信号120可被移动除180°以外的其它某相位。在FM接收器118的输入处将抵消信号120与由FM天线116接收的信号求和。通过和与泄漏信 号126大约幅度相同且大约180°的信号求和，可以显着地衰减泄漏信号126的效应。 

在一些实施例中，可调衰减器110和可调移相器112可能是有损的，例如具有大于20dB的复合衰减。如此，可调移相器112可能是有损的，并可与可调衰减器110串联组合。 

应当理解的是，图1所示的系统仅仅是具体实施例的一个例子。本发明的实施例可进一步用来补偿不同类型的发射系统泄漏到不同类型的接收系统的接收器的效应。即使图1将接收器118描述为FM接收器，但在本发明的可替换的实施例中，接收器118可以是GPS接收器、Wi-Fi接收器、另外的移动电话系统接收器或其它类型的接收器。同样，生成泄漏功率126的移动电话系统102可以是任意类型的发射器，例如Wi-Fi发射器或各种标准的移动电话系统，诸如GSM、CDMA、LTE，WiMAX等等。 

图2图示了根据本发明的另一实施例的RF系统130。移动电话系统102和信号调节电路114在操作上类似于图1所描绘的移动电话系统102。然而，为了补偿耦合到USB信号电缆134的泄漏信号126的效应，这里将补偿信号120添加到USB系统132的共模输入。通过提供与耦合的发射信号126异相大约180°的补偿信号120，可补偿可能潜在使USB收发器132的性能退化的大干扰。 

图3图示了根据本发明的另一个实施例的系统200。在实施例中，RF发射器202经由天线204发射信号。该发射的信号的部分214可能耦合到可切换滤波器信号块210，其输入被表示为天线206。可切换滤波器信号块210可包括根据RF发射器202提供的信号强度信息来被使能或禁用的滤波器。在实施例中，在RF发射器202发射的时间期间和/或由发射器202发射RF功率超过阈值的时间期间，激活信号块210内的可切换滤波器。 

在实施例中，可切换滤波器/信号块210可应用到USB电路的输入。例如在一个实施例中，可接入和切断USB端口的共模滤波器，这取决于如由信号强度信息信号208表示的由RF发射器202所发射的功率。可替换地，可切换滤波器/信号块210可包含禁用USB端口的输入信号路径的开关。例如，在RF发射器202发射的时间期间和/或在RF发射器202的输出功率超过特定阈值的时间期间，可禁用到USB收发器(诸 如图2中图示的USB收发器132)的输入。通过禁用到USB收发器的输入而不是允许USB收发器的性能由于耦合的信号而退化，通过避免生成由于高信号电平而在USB收发器输入生成的进一步失真，性能可得到改进。在RF发射器202是GSM发射器的实施例中，可在发射577μs的短GSM突发脉冲的时间期间关闭USB连接。 

图4a图示了具有多个收发器的实施例RF发射路径400，其可用在RF电路中，诸如多标准的移动电话中。RF发射路径400具有耦合到发射器输出信号416a至416n的天线开关402，其可耦合到各种类型的RF发射器。天线匹配网络404耦合到开关402的输出。在一些实施例中，天线匹配网络404可以是可调的，例如在耦合到发射器输出信号416a至416n的各种RF发射器以不同频率和/或带宽工作的实施例中。定向耦合器410耦合在天线匹配网络404和天线408之间。为了产生补偿信号，定向耦合器410的输出412可由实施例信号调节电路使用。RF发射路径400特别好地适合于共享单个天线的多标准移动电话。 

图4b图示了RF发射路径420，其具有可调RF匹配段422和被配置为耦合到天线的定向耦合器424。RF匹配段422例如可耦合到功率放大器的输出、RF开关的输出或其它电路。定向耦合器424可用来导出关于天线匹配质量的品质因数(figure of merit)。例如，控制逻辑电路434可比较来自定向耦合器424的耦合发射的功率和耦合反射的功率421，以导出控制信号425。控制信号425可进一步用来调谐RF匹配段422。在实施例中，RF匹配段422包括具有可调整电容器436和440以及可调整电感器438的∏形网络。控制信号425可调整RF匹配段422的参数，直到反射的功率和发射的功率的比率被最小化。应该领会的是，RF匹配段422的结构被示出为例子。在本发明的可替换的实施例中，可通过使用不同匹配拓扑来实现RF匹配段422。 

在实施例中，发射的功率信号423还可用作信号调节电路426的输入，其可配置为提供实施例抵消信号。在实施例中，通过使用包括有损电感器428和432以及分路(shunt)电容器430的T形网络来实现信号调节电路426。通过使用有损电感器428和432，信号调节电路426可同时实现衰减和相移，该衰减和相移抵消了耦合到系统中出现的其它接收器的发射功率的效应。在实施例中，这些有损电感器和/或分路电容器是可调的。应该进一步领会的是，通过将发射的功率信号423用作对于 信号调节电路426的输入，可使用预先存在的定向耦合器424，从而减少了实现实施例信号抵消方案的必要部件的数目。 

图4c图示了RF信号路径450的另一实施例，其类似于在图4b中图示的RF信号路径420，除了耦合到从定向耦合器424输出的发射的功率信号423的信号调节电路452之外。在实施例中，通过使用包括单个有损电感器462及两个串联电容器460和464的T形网络来实现信号调节电路452。在本发明的可替换的实施例中，可使用其它网络拓扑来实现信号调节电路452。 

图5a-d图示了可用来实现实施例移相器网络的一些网络。在一些实施例中，图5a-d中所示的电路元件可以是可调整的。图5a图示了具有串联电容器C1和分路电感器L1的高通T形网络。为了实现φ的相移，可根据下列等式来选择电感器L1和电容器C1： 

$L1=\frac{Z_0}{\mathrm{\ω}\sin \left(\mathrm{\φ}\right)}$

$C1=\frac{\sin \left(\mathrm{\φ}\right)}{\mathrm{\ω}{Z}_0(1-\cos \left(\mathrm{\φ}\right))}$

其中ω是自然频率，而Z₀是特征阻抗。在一些实施例中，Z₀例如可以是大约50Ω。可替换地，可以使用其它特征阻抗。 

图5b图示了具有串联电感器L2和分路电容器C2的低通T形网络。为了实现φ的相移，可根据下列等式来选择电感器L2和电容器C2： 

$L2=\frac{Z_0(1-\cos \left(\mathrm{\φ}\right))}{\mathrm{\ω}\sin \left(\mathrm{\φ}\right)}$

$C2=\frac{\sin \left(\mathrm{\φ}\right)}{\mathrm{\ω}{Z}_0}$

图5c图示了具有串联电容器C3和分路电感器L3的高通∏形网络。为了实现φ的相移，可根据下列等式来选择电容器C3和电感器L3： 

$L3=\frac{Z_0\sin \left(\mathrm{\φ}\right)}{\mathrm{\ω}(1-\cos \left(\mathrm{\φ}\right))}$

$C3=\frac{1}{\mathrm{\ω}{Z}_0\sin \left(\mathrm{\φ}\right)}$

图5d图示了具有串联电感器L4和分路电容器C4的低通∏形网络。为了实现φ的相移，可根据下列公式来选择电感器L4和电容器C4： 

$L4=\frac{Z_0\sin \left(\mathrm{\φ}\right)}{\mathrm{\ω}}$

$C4=\frac{1-\cos \left(\mathrm{\φ}\right)}{\mathrm{\ω}{Z}_0\sin \left(\mathrm{\φ}\right)}$

在可替换的实施例中，除图5a-d所示的电路外，可以使用现有技术中公知的其它移相器结构。 

图6a-d和7a-b图示了实现可调移相器的各种实施例电路。例如，图6a图示了被实现为可调高通T形网络的移相器700，所述可调高通T形网络具有可通过使用开关706来接入或切断移相器的多个可切换的串联电容器702。此外，可通过激活或去激活耦合到电感器710内各种抽头点上的晶体管712来调整分路电感器710的电感。虽然图6a只示出了用于串联电容器702的三个并联设备和耦合到电感器710的仅仅三个电感器抽头晶体管712，但是可取决于特定系统和其详细说明来实现任意数目的支路。应当进一步注意的是，任意数目的并联支路可用来实现在这里呈现的其它实施例中的移相器和衰减电路。取决于用来实现移相器的特定技术，可通过使用MOS器件、GaAs pHEMT或MEMS器件或其它器件来实现晶体管706和712。在实施例中，移相器700可进一步在集成电路上实现，和/或被实现为电路板上的一个或多个分立部件。例如，移相器700可以被实现在LTCC模块中，作为GaAs pHEMT器件，或用CMOS技术。电感器可被实现为平面线圈。电容器可被实现为MIM金属-绝缘体-金属(MIM)电容器或比MIM电容器具有更多损耗和更低Q因子的MOSCAP。 

在一些情况下，可通过使用积聚模式的MOS器件来实现可调移相器电容器。例如，图6b图示了由栅极电压725经由电阻器724偏置的串联NMOS器件722。通过将NMOS器件722偏置到低于器件阈值，设备722的串联组合可用来实现电容器723。这里，电容器723的电容是由NMOS器件722的栅漏电容和栅源电容的串联组合来组成。电阻器724具有约10kΩ和约400kΩ之间的高欧姆电阻值，以确保由NMOS器件724的栅极看见的阻抗足够高，以致器件722的电容在移相频率处占主导地位。在一些实施例中，可通过控制负栅极电压725来调整电容器723的电容。在其它实施例中，栅极电压725可能是恒定的。可替换地，电容723可被接入移相器电路或从其中被切断。 

当NMOS器件722由高于其阈值的栅极电压驱动，使得NMOS器件工作在线性区中时，可如图7c中图表地图示的那样来实现电阻721。 在一些实施例中，可通过使用图6c的电路来实现衰减器中使用的可控电阻。 

图6d图示了通过使用可调整的高通T形配置来实现的移相器730，所述可调整的高通T形配置具有如积聚模式电容器那样偏置的串联NMOS支路732。通过使用经由晶体管712可调整的电感器710来实现分路电感。在实施例中，可通过改变器件支路732内器件的栅极电压和/或通过将各种NMOS器件支路接入移相器730和从其中切断，来调整移相器730的串联电容。 

图7a图示了被实现为可调低通∏形网络的移相器740，所述可调低通∏形网络具有可通过使用开关晶体管744来被接入移相器和从其中切断的多个可切换的串联电容器742。此外，可通过激活或去激活耦合到电感器746内各种抽头点上的晶体管742来调整串联电感器746的电感。 

图7b图示了通过使用可调整的低通∏形配置来实现的移相器750，所述可调整的低通∏形配置具有如积聚模式电容器那样偏置的串联NMOS器件支路752。可通过使用经由晶体管748可调整的电感器746来实现串联电感。在实施例中，可通过改变器件支路752内器件的栅极电压，和/或通过将各种NMOS器件支路接入移相器750和从其中切断，来调整移相器750的分路电容。虽然在这里已描述了高通T形网络和低通∏形网络的可调整的版本，但应当理解的是，可通过使用关于图6a-d和7a-b所述的概念来类似地构建高通∏形网络和低通T形网络的可调整的版本。然而，高通T形网络和低通∏形网络的单个电感器实现可比高通∏形网络和低通T形网络更加面积有效，因为只实现了单个电感器而非两个电感器。 

在本发明的实施例中，可通过使用一些不同的网络来实现在这里所述的信号调节电路中使用的衰减器。可能使用的这种网络中的两个是图8a中所示的电阻性T形衰减器和图9a中所示的电阻性∏形衰减器。可替换地，也可使用现有技术中公知的其它衰减器结构。 

图8a图示了具有串联电阻器802和804以及分路电阻器806的电阻性T形衰减器800。可通过使用现有技术中公知的技术来选择电阻器802、804和806的电阻，以实现当与合适的相移组合时提供信号抵消的衰减值。图8b图示了通过使用串联电阻812的并联组合来实现的可调整的电阻性T形衰减器810，所述串联电阻812的并联组合可通过使用 开关814来被接入衰减器和从其中切断。类似地，可通过使用开关818来将分路电阻器816接入网络和从其中切断。可通过使用例如可用的电阻结构来在集成电路上实现电阻器812和开关814，所述可用的电阻结构诸如是多晶硅电阻器和扩散电阻器以及诸如NMOS和/或PMOS之类的晶体管的开关晶体管。在本发明的可替换的实施例中，可通过使用其它器件类型来实现电阻器812和816以及开关晶体管814和818。 

图8c图示了根据可替换的实施例来实现的可调整的电阻性T形衰减器830。这里，通过使用MOS晶体管器件832来实现衰减器中的串联电阻器，并通过使用MOS晶体管器件834来实现衰减器中的分路电阻器。可通过使用现有技术中公知的技术来控制MOS晶体管器件832和834的栅极电压，以实现特定的衰减和/或控制衰减器830的衰减。在实施例中，MOS晶体管832和834可偏置在线性区中。如此，为了确保足够的电阻并确保器件在工作期间保持在线性区中，通过使用具有小的宽度和长的长度的器件来实现器件832和834。 

图9a图示了具有分路电阻器902和904以及串联电阻器906的电阻性∏形衰减器900。如图8a的实施例，也可通过使用现有技术中公知的技术来选择电阻器902、904和906的电阻，以实现当与合适的相移组合时提供信号抵消的衰减值。图9b图示了通过使用分路电阻器912的并联组合来实现可调整的电阻生∏形衰减器910，可通过使用开关914来将分路电阻器912接入衰减器和从其中切断。类似地，可通过使用开关918来将串联电阻器916接入网络和从其中断开。在实施例中，可如关于图8b的实施例所述类似地实现电阻器912和916以及开关914和918。 

图9c图示了根据可替换的实施例来实现的可调整的电阻性∏形衰减器920。这里，可通过使用开关914来将分路电阻器912的并联组合接入衰减器和从其中切断。类似地，可通过使用开关918来将串联电阻器916接入网络和从其中切断。在实施例中，可如关于图8b的实施例所述类似地实现电阻器912和916以及开关914和918。 

图9c图示了根据可替换的实施例来实现的可调整的电阻性∏形衰减器920。这里，通过使用MOS晶体管器件922来实现衰减器中的分路电阻器，并通过使用MOS晶体管器件924来实现衰减器中的串联电阻器。在实施例中，可如关于图8c中所示的实施例所述来控制MOS器件 922和924。 

图10a图示了根据本发明的另一实施例的补偿电路1000。补偿电路1000包括耦合器1002，该耦合器1002被配置为耦合到RF输入1001并产生RF输出1003。在实施例中，可从功率放大器和/或天线匹配电路输出RF输入1001，而RF输出1003可以耦合到例如天线。可通过使用定向耦合器来实现的耦合器1002也产生耦合到移相器1006和衰减器1008输入的耦合功率输出1005，以产生补偿信号1007。补偿信号1007可用来通过被耦合到如在这里的实施例中所述的接收器的输入来补偿发射泄漏信号。功率检测器1004耦合到功率输出1005，并可用来控制移相器1006的相移和衰减器1008的衰减。在一些实施例中，功率检测器1004还可用来使能或禁用移相器1006和衰减器1008，或者使能或禁用补偿信号1007。在一些实施例中，控制器1010可用来将功率检测器1004的输出变换为控制信号1009。 

转到图10b，示出了功率检测器1004的示例性实施例。在实施例中，肖特基二极管1020耦合到电容器1022。耦合的信号可施加到肖特基二极管的阳极，其在节点“OUT”处产生整流信号。应当领会的是，图10b中所示的功率检测器1004的实施例仅仅是许多可能的功率检测器电路中的一个例子。在本发明的可替换的实施例中，其它二极管类型和其它器件(诸如双极型晶体管的基极-发射极二极管)可用于功率检测器1004，和/或可使用现有技术中公知的其它功率检测电路。 

图10c图示了可用来提供控制信号1009的实施例控制电路1030，所述控制信号1009控制移相器和衰减器。在实施例中，控制电路1030通过使用A/D转换器1032来执行检测器1004的输出的A/D转换，并将A/D转换器1032的输出提供到查找表1034。可通过使用D/A转换器1036来将查找表1034的输出转换回模拟域。在本发明的一些实施例中，如果移相器和/或衰减器是数字可控的，则可省略D/A转换器1036。此外，可通过使用在这里所述的实施例校准方法来对查找表1034中的条目编程。可通过使用现有技术中公知的电路和方法来实现A/D转换器1032、查找表1034和D/A转换器1036。 

在实施例中，可通过在发射器处测量定义的信号并在一个或多个接收器输入处检测该信号，来调谐或校准该系统。经由移相器1006和衰减器1008(图10)来改变补偿信号的相位和幅度，直到在一个或多个 接收器输入处的检测信号低于阈值。衰减器和移相器控制参数(诸如生成控制信号1009的D/A码)被存储在存储器中，诸如查找表1034。 

图10d图示了根据本发明的另一实施例的控制器电路1040。在实施例中，通过使用比较器1038来比较功率检测器1004的输出和参考电压REF，以提供使能信号。该使能信号可用来使能或禁用补偿信号路径。在一些实施例中，该使能信号可用来使能或禁用目标接收器。例如在目标接收器是USB端口的实施例中，当检测的功率输出低于电压REF所定义的阈值时，使能信号可用来使能USB端口。 

根据实施例，一种方法包括：耦合来自发射器的功率以形成第一信号，调节第一信号以形成第二信号，以及将第二信号耦合到接收器的输入。调节包括调整第二信号以组合反相信号和从发射器耦合到接收器的输入的泄漏信号，使得泄漏信号被衰减。在实施例中，调节可进一步包括衰减和相移第一信号。此外，耦合可包括耦合来自发射器的天线端口的第一信号。 

在实施例中，该方法进一步包括：确定来自发射器的功率的信号强度，比较确定的信号强度和阈值，以及仅当确定的信号强度超过阈值时才将第二信号耦合到接收器的输入。 

在一些实施例中，调节进一步包括执行校准，通过发射定义的信号，在接收器的输入处检测定义的信号的泄漏，以及调整第二信号的相位和幅度直到检测的泄漏被抵消。调整第二信号的相位和幅度可包括：调整第二信号的相位和幅度直到检测的泄漏被衰减到低于第二阈值。执行校准可进一步包括：存储与存储器中第二信号的调整的相位和幅度相关联的幅度和相位数据。 

在实施例中，调节第一信号进一步包括：从存储器中检索幅度和相位数据，并将与检索到的幅度和相位数据相关联的调整的幅度和相位施加到第一信号以形成第二信号。在一些实施例中，该方法可包括将第二信号耦合到第二接收器。 

在实施例中，一种用于衰减从发射器到接收器的泄漏功率的系统包括：被配置为耦合到发射器的第一输入端口，以及信号调节电路。该信号调节电路包括被配置为耦合到发射器的输入端口以及被配置为耦合到接收器的输入的输出端口。该信号调节电路可以被配置为：在衰减泄漏信号的输出端口处产生反相信号，所述泄漏信号从发射器耦合到接收 器的输入。 

在实施例中，该系统进一步包括耦合到发射器的天线端口的定向耦合器，其中定向耦合器具有耦合到第一输入端口的输出端口。信号调节电路可被配置为：调整耦合到第一输入端口的发射器信号的幅度和相位。 

在实施例中，信号调节电路包括可调衰减器和可调移相器。可调衰减器可包括可通过使用∏形网络或T形网络来实现的可调整的电阻器网络，所述∏形网络或T形网络具有与半导体开关串联耦合的电阻器。可通过使用∏形网络或T形网络来实现可调移相器，所述∏形网络或T形网络具有可调整的电容器和可调整的电感器。可调整的电容器可以是积聚模式MOSFET电容器。 

根据另一实施例，一种射频电路包括：被配置为向第一系统提供发射信号的发射器，被配置为与第二系统工作的第一接收器，以及在发射器和第一接收器之间耦合的调节电路。该调节电路可被配置为：通过产生反相信号并在第一接收器的输入处求和该反相信号，来衰减从发射器向第一接收器发射的泄漏信号。 

在实施例中，调节电路包括可调整的衰减器和可调整的移相器。可调整的衰减器可包括电阻性∏形网络或电阻性T形网络，而可调整的移相器可包括LC∏形网络或LC T形网络。可替换地，可调整的衰减器可包括多个可切换电阻器，而可调整的移相器可包括多个可调整的电容器。 

在实施例中，调节电路进一步包括：被配置为耦合到发射器的定向耦合器。此定向耦合器可耦合到发射器的天线端口。调节电路还可包括耦合到比较器的功率检测器，且被配置为：只有当比较器指示了功率检测器的输出超过比较器阈值时才在第一接收器的输入处求和该反相信号。 

在实施例中，射频电路还包括耦合到第一接收器的第二接收器，而调节电路被进一步配置为：通过产生另一反相信号并在第二接收器的输入处求和另一反相信号，来衰减从发射器向第二接收器发射的另一泄漏信号。在一些实施例中，发射器被配置为发射GSM信号，第一接收器被配置为接收FM信号，而第二接收器被配置为接收USB信号。因此，发射器和第一接收器可被部署在移动电话上。 

本发明的实施例的优点包括防止相邻发射器干扰到接收器的输入的能力，而不要求可能减少接收器灵敏度的复杂滤波和/或大量衰减。 

另一优点在于：在一些情况下，单个实施例补偿电路可用于补偿泄漏信号，该泄漏信号耦合到具有不同输入类型的各种不同的接收器。例如，在USB端口中，失真器可能是共模信号。因为USB输入端口接受差分信号，所以泄漏信号在差分输入信号上不可能有大的效应，但是强干扰信号可能使USB接收器的输入饱和。在这种情况下，USB端口的每个差分输入引脚可耦合到实施例补偿信号。另一方面，对于FM接收器，该补偿信号可耦合到单端RF输入。 

虽然已参照说明性的实施例描述了本发明，但并不意图在限制性的意义上来理解本详细说明。根据参照详细说明，说明性实施例以及本发明的其它实施例的各种修改和组合对于本领域技术人员将是显而易见的。因此，意图的是，所附权利要求包括任意的这种修改或实施例。 

Claims (27)

1.一种方法，其包括：

耦合来自发射器的功率以形成第一信号；

调节第一信号以形成第二信号；以及

将第二信号耦合到接收器的输入，其中调节包括：调整第二信号以组合反相信号和从发射器耦合到接收器的输入的泄漏信号，使得泄漏信号被衰减。

2.如权利要求1所述的方法，其中，

调节进一步包括：衰减和相移第一信号。

3.如权利要求1所述的方法，其中，

耦合包括：耦合来自发射器的天线端口的第一信号。

4.如权利要求1所述的方法，其中：

该方法进一步包括：

确定来自发射器的功率的信号强度；

比较确定的信号强度和阈值；以及

仅当确定的信号强度超过阈值时才将第二信号耦合到接收器的输入。

5.如权利要求1所述的方法，其中，

调节进一步包括执行校准，执行校准包括：

发射定义的信号；

在接收器的输入处检测定义的信号的泄漏；以及

调整第二信号的相位和幅度，直到检测的泄漏被抵消。

6.如权利要求5所述的方法，其中，

调整第二信号的相位和幅度包括：调整第二信号的相位和幅度，直到检测的泄漏被衰减到低于第二阈值。

7.如权利要求5所述的方法，其中，

执行校准进一步包括：存储与存储器中第二信号的调整的相位和幅度相关联的幅度和相位数据。

8.如权利要求7所述的方法，其中，

调节第一信号进一步包括：从存储器中检索幅度和相位数据，并将与检索到的幅度和相位数据相关联的调整的幅度和相位施加到第一信号以形成第二信号。

9.如权利要求1所述的方法，进一步包括：将第二信号耦合到第二接收器。

10.一种用于衰减从发射器到接收器的泄漏功率的系统，该系统包括：

第一输入端口，其被配置为耦合到发射器；以及

信号调节电路，其具有被配置为耦合到发射器的输入端口以及被配置为耦合到接收器的输入的输出端口，该信号调节电路被配置为：在衰减泄漏信号的输出端口处产生反相信号，所述泄漏信号从发射器耦合到接收器的输入。

11.如权利要求10所述的系统，进一步包括耦合到发射器的天线端口的定向耦合器，该定向耦合器具有耦合到第一输入端口的输出端口。

12.如权利要求10所述的系统，其中，

信号调节电路被配置为：调整耦合到第一输入端口的发射器信号的幅度和相位。

13.如权利要求10所述的系统，其中，

信号调节电路包括可调衰减器和可调移相器。

14.如权利要求13所述的系统，其中，

可调衰减器包括可调整的电阻器网络。

15.如权利要求14所述的系统，其中，

可调整的电阻器网络包括具有与半导体开关串联耦合的电阻器的∏形网络或T形网络。

16.如权利要求13所述的系统，其中，

可调移相器包括包括了可调整的电容器和可调整的电感器的∏形网络或T形网络。

17.如权利要求16所述的系统，其中，

可调整的电容器包括积聚模式MOSFET电容器。

18.一种射频电路，其包括：

发射器，其被配置为向第一系统提供发射信号；

第一接收器，其被配置为与第二系统工作；以及

在发射器和第一接收器之间耦合的调节电路，该调节电路被配置为通过产生反相信号并在第一接收器的输入处求和该反相信号，来衰减从发射器向第一接收器发射的泄漏信号。

19.如权利要求18所述的射频电路，其中，

调节电路包括可调整的衰减器和可调整的移相器。

20.如权利要求19所述的射频电路，其中：

可调整的衰减器包括电阻性∏形网络或电阻性T形网络；并且

可调整的移相器包括LC∏形网络或LCT形网络。

21.如权利要求19所述的射频电路，其中：

可调整的衰减器包括多个可切换的电阻器；以及

可调整的移相器包括多个可调整的电容器。

22.如权利要求18所述的射频电路，其中，

调节电路进一步包括被配置为耦合到发射器的定向耦合器。

23.如权利要求22所述的射频电路，其中，

定向耦合器耦合到发射器的天线端口。

24.如权利要求18所述的射频电路，其中：

调节电路进一步包括耦合到比较器的功率检测器；并且

调节电路进一步被配置为只有当比较器指示了功率检测器的输出超过比较器阈值时才在第一接收器的输入处求和该反相信号。

25.如权利要求18所述的射频电路，进一步包括耦合到第一接收器的第二接收器，其中调节电路进一步被配置为：通过产生另一反相信号，并在第二接收器的输入处求和另一反相信号，来衰减从发射器向第二接收器发射的另一泄漏信号。

26.如权利要求25所述的射频电路，其中，

发射器被配置为发射GSM信号，第一接收器被配置为接收FM信号，而第二接收器被配置为接收USB信号。

27.如权利要求18所述的射频电路，其中，

发射器和第一接收器被部署在移动电话上。

Images