CN103460578B

CN103460578B - 充电泵电路

Info

Publication number: CN103460578B
Application number: CN201180068325.8A
Authority: CN
Inventors: J·P·莱索; J·L·彭诺科; P·J·弗瑞斯
Original assignee: Wolfson Microelectronics PLC
Current assignee: Cirrus Logic International Semiconductor Ltd
Priority date: 2010-12-23
Filing date: 2011-12-23
Publication date: 2018-03-13
Anticipated expiration: 2031-12-23
Also published as: US11652406B2; EP3343743B1; KR20130105896A; WO2012085599A1; US9735672B2; US11146171B2; US20170288534A1; US20220029533A1; US10312802B2; US20220029532A1; GB2486698B; EP2469694B1; US11722057B2; CN103460578A; KR101473602B1; EP3343743A1; GB201021801D0; GB2486698A; US20120170770A1; US9136755B2

Abstract

提供了一种双极性输出充电泵电路（100），具有：一个切换路径的网络（110），用于选择地连接一个输入节点（VV）和一个参考节点（VG），用于连接至一个输入电压；第一对输出节点（VP，VN）；两对飞跨电容器节点（CF1A，CF1B；CF2A，CF2B）；以及，一个控制器，用于控制所述切换路径的网络的切换。所述控制器可操作以当与连接至所述两对飞跨电容器节点的两个飞跨电容器（CF1，CF2）一起使用时控制所述切换路径的网络，当与连接至所述飞跨电容器节点的两个飞跨电容器一起使用时提供第一模式和第二模式，其中至少所述第一模式相应于+/‑3VV、+/‑VV/5或+/‑VV/6的双极性输出电压。

Description

充电泵电路

本发明的几个方面涉及一种双极性输出电压充电泵电路，即，本发明的几个方面涉及一种提供一对相反极性的输出电压的单个充电泵电路。

双极性输出电压充电泵电路，即双轨输出电压充电泵电路是DC-DC类型的转换器，其将传递电容器（transfer capacitor）和存储电容器（storage capacitor）用作分别传递和存储能量的设备，使得所述转换器能够从单极性输入电压源，即单轨输入电压源提供双极性输出电压，所述双极性输出电压的值可以不同于单极性输入电压的值。

在使用时，双极性输出电压充电泵电路可包括通常称为“储存电容器（reservoircapacitor）”的输出存储电容器以及一个或多个通常称为“飞跨电容器（flyingcapacitor）”的能量传递电容器。“储存电容器”的端子或连接器永久连接至对应的输出电压端子或节点。相反，“飞跨电容器”的端子或连接器能够以受控的次序（in a controlledsequence）被切换至输入或输出电压端子或节点，或者被切换至其他飞跨电容器端子或节点。

例如，一种已知的双极性输出电压充电泵电路，如本发明申请人的共同未决英国专利申请GB2444985中所公开的，可以提供各自等于充电泵电路的单极性输入电压的幅值（magnitude）的一半的正和负双极性输出电压（+/-VDD/2）。

此外，通过合适的控制，该共同未决英国专利申请还可提供各自等于充电泵电路的单极性输入电压的幅值的正和负双极性输出电压（+/-VDD）。

这种已知的双极性输出电压充电泵电路使用一种开关布置——即一种开关网络，即开关矩阵——来控制两个储存电容器的端子（即，两个输出电压端子）和飞跨电容器的端子的连接。飞跨电容器端子可通过这些开关而被连接至：输入电压端子（即，单极性输入电压）、输出电压端子（即，双极性输出电压）、参考端子（即，地电位）；以及被连接至彼此，从而获得双极性输出电压+/-VDD/2或+/-VDD。

图1示意性示出了一种已知的利用充电泵12的音频输出链10。该音频输出链10接收输入音频信号数据14，之后通过放大器16处理（未示出）和放大该音频信号，输出音频信号18。音频信号18可能经由连接器（未示出）——例如单声道插头或立体声插头——输出至一个负载20，例如头戴式受话器、扬声器或线路负载。

如从图1可以看到的，充电泵电路12接收输入供应电压VV和参考电压VG（也就是，地，即零伏），并且通过时钟信号CK被定时。充电泵电路还具有飞跨电容器22。充电泵12的输出电压VP、VN可以是+/-α.VV，其中α可以是1或0.5。这样，从放大器16输出的输出信号数据18可被平衡在参考VG（在该情形中，地）附近。

充电泵电路（例如，图1中所示的充电泵电路12）广泛用在便携式电子设备中，其中减小电力消耗从而延长电池放电时间变得越来越重要。对于例如驱动16Ω的头戴式受话器的音频链，安静环境中的典型听力水平要求仅100μW（对于16Ω的头戴式受话器，40mV rms或者2.5mA rms）。但是，如果该电流由+/-1.5V供应来供应（要求驱动50mW的峰值，以在较嘈杂环境中可听见），则源自1.5V供应的2.5mA rms消耗3.3mW，即效率为100μW/3.3mV=3%。即使使用上文描述的已知充电泵可将供应电压（VP，VN）减半，效率仍然很低，且减小电力供应还使得实际上难以从前置驱动器（未示出）得到足够的电压摆动以适当地驱动放大器16的输出晶体管。

此外，尤其在低信号电平时，切换充电泵的切换设备所要求的电力可能大到足以削弱效率。

另外，为了驱动诸如压电换能器、触觉换能器的换能器或例如背光源，可能要求大于VV的双极性输出电压。在一些用途实例中，可能要求同一输出链来驱动所述负载，随后要求具有大于VV的双极性输出级供应电压的操作模式。

在可提供不同的供应电压的各个应用中，期望的是能够操作一个特定的充电泵电路，尤其是一个集成电路装置。为了在不同的输入供应电压时维持相似的性能，期望的是可提供一个步降和步进比例范围。

生成具有一个输出电压范围的充电泵可具有多个飞跨电容器。这些飞跨电容器通常太大而不能容纳在芯片上，所以在封装上要求专用引脚以及在PCB上要求占用区域。期望的是最小化飞跨电容器的数目，以降低成本、封装尺寸和板面积。

因而，期望的是提供一个音频输出链和一个合适的充电泵，其可供应宽范围的输出级双极性供应电压，以减小或最小化宽范围的输出信号电平和输入供应上的电力消耗，同时提供低成本和小的物理尺寸。

根据本发明的一个方面，提供了一种可操作以输出一个双极性输出电压的充电泵电路，包括：一个输入节点和一个参考节点，用于连接至一个输入电压；一对输出节点，被布置以输出所述双极性输出电压；两对飞跨电容器节点；一个切换路径的网络，用于互连所述节点；以及，一个控制器，可操作以控制所述切换路径的网络，从而当与连接至所述飞跨电容器节点的两个飞跨电容器一起使用时，选择地提供第一模式和第二模式，其中至少所述第一模式相应于+/-3VV、+/-VV/4、+/-VV/5或+/-VV/6的双极性输出电压，其中VV是所述输入电压。

至少所述第一模式可以相应于+/-VV/5或+/-VV/6的双极性输出电压。

所述第二模式可以相应于来自由+/-3VV、+/-2VV、+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/3、+/-VV/4、+/-VV/5或+/-VV/6组成的组中的双极性输出电压。

所述第二模式可以相应于+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/3、+/-VV/4、+/-VV/5或+/-VV/6的双极性输出电压。

根据本发明的另一方面，提供了一种可操作以输出一个双极性输出电压的充电泵电路，包括：一个输入节点和一个参考节点，用于连接至一个输入电压；第一输出节点和第二输出节点，被布置以输出所述双极性输出电压；两对飞跨电容器节点；一个切换路径的网络，用于互连所述节点；以及，一个控制器，可操作以控制所述切换路径的网络，从而当与连接至所述飞跨电容器节点的第一飞跨电容器和第二飞跨电容器一起使用时，提供+/-VV/4的双极性输出电压，第一储存电容器连接在所述第一输出节点和所述参考节点之间，第二储存电容器连接在所述参考节点和所述第二输出节点之间，其中所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，使得在第一切换状态，所述第二飞跨电容器和所述第一储存电容器串联连接，以及串联连接的所述第二飞跨电容器和所述第一储存电容器与所述第一飞跨电容器并联连接，所述第一飞跨电容器的一个节点连接至地；以及，在第二状态，所述第二飞跨电容器与所述储存电容器中的一个并联连接。

根据本发明的另一方面，提供了一种可操作以输出一个双极性输出电压的充电泵电路，包括：一个输入节点和一个参考节点，用于连接至一个输入电压；第一输出节点和第二输出节点，被布置以输出所述双极性输出电压；两对飞跨电容器节点；一个切换路径的网络，用于互连所述节点；以及，一个控制器，可操作以当与连接至所述飞跨电容器节点的两个飞跨电容器一起使用时控制所述切换路径的网络，从而选择地提供+/-VV/6的双极性输出电压，其中VV是所述输入供应电压。

当与连接至所述飞跨电容器节点的第一飞跨电容器和第二飞跨电容器、连接在所述第一输出节点和所述参考节点之间的第一储存电容器和连接在所述参考节点和所述第二输出节点之间的第二储存电容器一起使用时，所述控制器可以可操作以控制所述切换路径的网络，使得在第一切换状态，所述第二飞跨电容器和所述第一储存电容器串联连接，以及串联连接的第二飞跨电容器和第一储存电容器与所述第一飞跨电容器并联连接，所述第一飞跨电容器的一个节点连接至地。

所述第一飞跨电容器上的稳态电压可以是VV/2，以及所述第二飞跨电容器上的稳态电压可以是VV/3。

根据本发明的另一方面，提供了一种可操作以输出一个双极性输出电压的充电泵电路，包括：一个输入节点和一个参考节点，用于连接至一个输入电压；第一输出节点和第二输出节点（VN），被布置以输出所述双极性输出电压；两对飞跨电容器节点；一个切换路径的网络，用于互连所述节点；以及，一个控制器，可操作以当与连接至所述飞跨电容器节点的两个飞跨电容器一起使用时控制所述切换路径的网络，从而选择地提供+/-VV/5的双极性输出电压，其中VV是所述输入供应电压。

当与连接至所述飞跨电容器节点的第一飞跨电容器和第二飞跨电容器、连接在所述第一输出节点和所述参考节点之间的第一储存电容器和连接在所述参考节点和所述第二输出节点之间的第二储存电容器一起使用时，所述控制器可以可操作以控制所述切换路径的网络，使得在第一切换状态，所述第二飞跨电容器、所述第一储存电容器和所述第二储存电容器串联连接，以及串联连接的第二飞跨电容器、第一储存电容器和第二储存电容器与所述第一飞跨电容器并联连接。

所述第一飞跨电容器的稳态电压可以是3VV/5，以及所述第二飞跨电容器的稳态电压可以是VV/5。

根据本发明的另一方面，提供了一种可被操作以输出一个双极性输出电压充电泵电路，包括：一个输入节点和一个参考节点，用于连接至一个输入电压；第一输出节点和第二输出节点，被布置以输出所述双极性输出电压；两对飞跨电容器节点；一个切换路径的网络，用于互连所述节点；以及，一个控制器，可操作以当与连接至所述飞跨电容器节点的两个飞跨电容器一起使用时控制所述切换路径的网络，从而选择地提供+/-3*VV的双极性输出电压，其中VV是所述输入供应电压。

当与连接至第一和第二飞跨电容器节点的第一飞跨电容器和连接至第三和第四飞跨电容器节点的第二飞跨电容器、连接在所述第一输出节点和所述参考节点之间的第一储存电容器和连接在所述参考节点和所述第二输出节点之间的第二储存电容器一起使用时，所述控制器可以可操作以控制所述切换路径的网络，使得在第一切换状态，所述第一飞跨电容器节点（CF1A）连接至所述输入节点（VV）以及所述第二飞跨电容器节点（CF1B）连接至所述参考节点（VG），以及在第二状态，所述第二飞跨电容器节点连接至所述输入节点，所述第一飞跨电容器节点连接至所述第三飞跨电容器节点，以及所述第四飞跨电容器节点连接至所述参考节点。

所述控制器还可以可操作以控制所述切换路径的网络，从而选择地提供第二输出电压，所述第二输出电压相应于由+/-3VV、+/-2VV、+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/3、+/-VV/4、+/-VV/5或+/-VV/6组成的组中的一个。

至少所述第一输出电压与一个阈值电平进行比较，或者所述两个输出节点之间的差值电压与所述阈值电平进行比较。所述阈值可独立于所述输入电压VV。

当与连接在所述第一输出节点和所述参考节点之间的第一储存电容器和连接在所述参考节点和所述第二输出节点之间的第二储存电容器一起使用时，所述控制器可以可操作以控制所述切换路径的网络，使得当所述第一输出的幅值小于第一阈值时，第一储存电容器被再充电，以及当所述第二输出的幅值小于第二阈值时，所述第二储存电容器被再充电。

所述控制器可以可操作以响应于一个控制信号将所述切换状态的次序从一个循环修改为另一循环。所述控制器可通过改变一个循环中的切换状态的次序和/或数目，或者通过省去和/或替换在一个循环中的一个或多个切换状态，来修改切换状态的次序。所述控制信号可包括下列中的至少一个：负载电流需求的指示或输出电压电平的指示，并且可以是来自所述输出节点中的至少一个的信号反馈。可能存在用于生成差值电压的装置，以及一个对所述差值电压进行滤波的滤波器。所述控制信号可包括在至少一个所述输出节点处的电压压降的指示，并且可以指示哪个输出节点需要再充电。所述控制器可被配置以修改切换状态的次序，从而优先考虑将为需要再充电的输出节点再充电的切换状态。

还提供了一种音频输出链，被配置为接收一个输入音频信号并且处理该音频信号以驱动一个负载，所述负载包括下列中的至少一个：头戴式受话器、扬声器、线路负载、触觉换能器、压电换能器和超声换能器，所述音频输出链包括根据任一项前述权利要求所述的充电泵电路。

所述控制器可以可操作以依赖于所述充电泵的输出中的至少一个与一个阈值电平的比较，来控制所述开关的网络的切换次序。所述阈值电平可独立于所述输入电压。

所述音频输出链还可包括一个充电泵控制器，其中所述充电泵控制器可操作以接收一个控制信号，所述阈值电平依赖于所述控制信号。所述控制信号可以是一个增益信号或音量信号。

当与连接至所述飞跨电容器节点的第一飞跨电容器和第二飞跨电容器、连接在所述第一输出节点和所述参考节点之间的第一储存电容器和连接在所述参考节点和所述第二输出节点之间的第二储存电容器一起使用时，所述控制器可以可操作以控制所述切换路径的网络，使得当所述第一输出的幅值小于第一阈值时，第一储存电容器被再充电，以及当所述第二输出的幅值小于第二阈值时，所述第二储存电容器被再充电。

所述充电泵控制器可以可操作以接收一个输入音频信号，所述阈值电平依赖于所述输入信号。

在所述控制器被布置为响应于一个控制信号来修改所述切换状态的次序的情况下，所述控制信号可以是一个增益信号或音量信号，和/或依赖于所述输入信号。所述控制信号可以在施加任何增益之前从所述输入音频信号得出，并且根据一个增益控制信号来调整所述控制信号。

还提供了一种集成电路，包括上述的充电泵电路或上述的音频输出链。

还提供了一种音频设备，包括上述的充电泵电路。所述设备可以是下列中的至少一个：电池供电设备、便携式设备、个人音频设备、个人视频设备；移动电话、个人数字助理、游戏设备、便携式计算设备、膝上型电脑，以及卫星导航系统。

根据本发明的另一方面，提供了一种控制充电泵电路来生成双极性输出电压的方法，所述充电泵电路包括：一个输入节点，用于连接至一个输入电压；一对输出节点，被布置为输出所述双极性输出电压；两对飞跨电容器节点；以及，一个切换路径的网络，用于互连所述节点；所述方法包括下列步骤：控制所述切换网络的切换，从而当与连接至所述飞跨电容器节点的两个飞跨电容器连接时选择地提供第一模式和第二模式；其中至少所述第一模式相应于+/-3VV、+/-VV/5或+/-VV/6的双极性输出电压，其中VV是所述输入电压。

现在将参考附图来描述本发明的实施方案，在附图中：

图1示意性示出了现有技术的音频输出链；

图2示意性示出了根据本发明的一个实施方案的充电泵电路；

图3a示出了根据本发明的一个实施方案的开关矩阵的电路图；

图3b示出了图3a的开关矩阵中的切换路径的网络规划；

图4a示出了第一操作模式的切换状态；

图4b是一个表，指示在第一操作模式中，图3a中的哪些切换路径被闭合；

图4c示出了第一操作模式的各阶段的次序；

图5a示出了第二操作模式的切换状态；

图5b是一个表，指示在第二操作模式中，图3a中的哪些切换路径被闭合；

图5c示出了第二操作模式的各阶段的次序；

图6a示出了第三操作模式的切换状态；

图6b是一个表，指示在第三操作模式中，图3a中的哪些切换路径被闭合；

图6c示出了第三操作模式的各阶段的次序；

图7a示出了第四操作模式的切换状态；

图7b是一个表，指示在第四操作模式中，图3a中的哪些切换路径被闭合；

图8a示出了根据本发明的另一实施方案的开关矩阵的电路图；

图8b示出了图8a的开关矩阵中的切换路径的网络规划；

图9a示出了第五操作模式的切换状态；

图9b是一个表，指示在第五操作模式中，图8a中的哪些切换路径被闭合；

图10a示出了第六操作模式的切换状态；

图10b是一个表，指示在第六操作模式中，图8a中的哪些切换路径被闭合；

图11a示出了第七操作模式的切换状态；

图11b是一个表，指示在第七操作模式中，图8a中的哪些切换路径被闭合；

图11c示出了第七操作模式中的各阶段的次序；

图12a示出了第八操作模式的切换状态；

图12b是一个表，指示在第八操作模式中，图8a中的哪些切换路径被闭合；

图12c示出了第八操作模式中的各阶段的次序；

图13a示出了第九操作模式的切换状态；

图13b是一个表，指示在第九操作模式中，图8a中的哪些切换路径被闭合；

图14a示出了第十操作模式的切换状态；

图14b是一个表，指示在第十操作模式中，图8a中的哪些切换路径被闭合；

图14c示出了第十操作模式中的各阶段的次序；

图15a示出了第十一操作模式的切换状态；

图15b是一个表，指示在第十一操作模式中，图8a中的哪些切换路径被闭合；

图16a示出了根据本发明的另一实施方案的开关矩阵的电路图；

图16b示出了图16a的开关矩阵中的切换路径的网络规划；

图17a示出了第十二操作模式的切换状态；

图17b是一个表，指示在第十二操作模式中，图16a中的哪些切换路径被闭合；

图18示出了具有替代的输入供应电压的图16a的开关矩阵的电路图；

图19a示出了根据本发明的另一实施方案的、具有被提供以减小应力的附加的切换路径的开关矩阵的电路图；

图19b示出了图19a的开关矩阵中的切换路径的网络规划；

图20a示意性示出了根据本发明的实施方案的包括充电泵电路的输出链；

图20b示意性示出了实现充电泵控制的反馈电路；

图20c示出了一个输入信号波形以及相应的包络，以及充电泵输出电压波形；

图21示出了图20a的输出链的立体声实施方式；

图22a示出了NMOS开关的剖视图；

图22b示出了配置有对应的主体连接（body connection）的VN开关；

图22c示出了一个NMOS输出级；以及

图22d示出了一个CMOS输出级。

图2示意性示出了一个充电泵电路100，该充电泵电路100包括：多个节点和一个切换路径的网络，即一个开关矩阵或切换网络或开关的网络，110，用于选择地连接所述多个节点；以及，一个控制器120，用于控制所述切换路径的网络。所述充电泵电路100包括：一个输入节点VV，用于接收输入电压；一个参考节点VG，用于接收参考电压；第一飞跨电容器节点CF1A和第二飞跨电容器节点CF1B，用于与第一飞跨电容器CF1连接；第三飞跨电容器节点CF2A和第四飞跨电容器节点CF2B，用于与第二飞跨电容器CF1连接；以及，一对输出节点，包括第一输出节点VP和第二输出节点VN。

如图2以及所有图所示，通过带有黑叉号的白框示出输入节点VV。同样地，通过带有白叉号的黑框示出参考节点VG。应理解，输入节点VV、参考节点VG、第一和第二输出节点VP、VN，以及第一至第四飞跨电容器节点CF1A、CF1B、CF2A、CF2B是充电泵电路上的节点，用于连接至充电泵外部的部件/输入。

图2示出了使用中的充电泵电路100，即其中第一飞跨电容器CF1连接至第一和第二飞跨电容器节点CF1A、CF1B，以及第二飞跨电容器CF2连接至第三和第四飞跨电容器节点CF2A、CF2B。第一储存电容器CRP连接至第一输出节点VP，第二储存电容器CRN连接至第二输出节点VN。所述储存电容器被布置为使得，在使用时，第一储存电容器CRP的负极端子以及第二储存电容器CRN的正极端子连接至参考电压VG。

尽管这些电容器上的正极端子和负极端子——即在正常操作时相对于彼此为正极和负极的端子——被如此标识，但是根据正常设计选择，这些电容器可以是极化（例如，电解质）电容器或者非极化（例如，陶瓷）电容器。

在图2示出的实施例中，参考电压VG是地，即零伏，但本领域普通技术人员应理解，参考电压可以是不同于地电压的电压。

控制器120可控制切换路径的网络110，使得充电泵电路100可操作以在所述一对输出节点提供一个双极性输出电压。术语“双极性电压”应当被理解为意指，相对于某一参考电压（通常为地电压）具有相反极性的两个电压。双极性电压可以以地为中心是对称的，即是一对相等且相反的电压，或者可以是非对称的，即一对不相等但是相反极性的电压。但是，将会理解，如果使用非地的参考电压，则对称的双极性输出电压可以参考电压为中心。

下文所描述的充电泵的大多数实施方案可操作以产生具有相等标称幅值的对称的双极性电压，即在第一输出节点（VP）的一个正输出电压，在第二输出节点（VN）的一个负输出电压。

通过控制器120控制切换路径的网络110，充电泵电路100可以可操作以在第一和第二输出节点（VP，VN）提供一个双极性输出电压，所述双极性输出电压是+/-3VV、+/-2VV、+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/3、+/-VV/4、+/-VV/5或+/-VV/6中的一个，其中VV是所述输入电压。

此外，控制器120可选择地控制切换网络110，以在所述一对输出节点（VP，VN）提供一个可选择或可变的双极性输出电压。切换网络110可被控制，使得所述双极性输出可被选择为+/-3VV、+/-2VV、+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/3、+/-VV/4、+/-VV/5或+/-VV/6中的一个或多个。

借助于如所示出的控制信号（CP_Control），可直接或间接地选择上述电压。控制信号CP_Control可在包含充电泵100的音频输出链内生成，或者可在外部生成。充电泵还可接收一个外部供应的时钟CK，或者可内部生成一个时钟。

应理解，上述电压都是标称电压。每一标称电压与所述开关矩阵的一个特定控制相关联，使得在理想情况中，将实现该标称输出电压。然而，实际上，实际的输出电压可被例如开关电阻和负载电流的效应所减小。在一些实施方案中，充电泵100可被调节，以供应略微减小的电压，可能地与独立于VV的参考电压（例如，带隙（bandgap）电压）有关，该参考电压还可随时间改变，例如该参考电压根据某一音频信号的包络而改变，即使没有通过调节的所述减小，充电泵将也能够生成上述标称电压，即仍将操作在相应于标称电压之一的一个模式下。在一些实施方案中，对充电泵的调节可使得输出电压非对称，尽管在其他情况下充电泵输出是一个对称的双极性输出电压。

图3a示出了开关矩阵的电路图，其中明确地示出了切换路径的网络的一个实施方案。如同图2，图3a示出的开关矩阵具有用于接收输入供应电压的输入节点（VV）、地参考节点（VG）、第一输出节点（VP）和第二输出节点（VN）。如同图2，图3a示出了与连接至第一、第二、第三和第四飞跨电容器节点（CF1A，CF1B，CF2A，CF2B）的两个飞跨电容器CF1和CF2一起使用的开关矩阵。尽管飞跨电容器和储存电容器自身并非是所限定的开关矩阵的一部分，且通常并非集成在同一集成电路上，但是在使用时它们连接至开关矩阵。然而，设想在具体的实施方式中，尤其是对于具有非常快速切换频率的非常小的负载，所述电容器可集成在与开关矩阵和充电泵电路的其他元件相同的集成电路中。

为清楚起见，从图3a中省去了第一和第二储存电容器（CRP，CRN），但本领域技术人员将理解，在使用时：第一储存电容器（CRP）将连接在第一输出节点（VP）和参考节点（VG）之间；以及，第二储存电容器（CRN）将连接在参考节点（VG）和第二输出节点（VN）之间。

图3a中的切换路径的网络包括用于将各个节点连接在一起的十个切换路径。尽管图3a中的每一切换路径被示出为包括单个元件，但是如本领域普通技术人员应理解的，每一切换路径可包括若干分立开关，例如多个单一MOS开关或多个MOS传输门，或者可以是T开关等，例如包括所述分立开关。图3a中所提供的切换路径为：

●第一切换路径S1AVV，用于将第一飞跨电容器节点CF1A连接至输入节点VV；

●第二切换路径S1BVG，用于将第二飞跨电容器节点CF1B连接至参考节点VG；

●第三切换路径S1A2A，用于将第一飞跨电容器节点CF1A连接至第三飞跨电容器节点CF2A；

●第四切换路径S1B2A，用于将第二飞跨电容器节点CF1B连接至第三飞跨电容器节点CF2A；

●第五切换路径S2AVP，用于将第三飞跨电容器节点（CF2A）连接至第一输出节点VP；

●第六切换路径S2AVV，用于将第三飞跨电容器节点CF2A连接至输入节点VV；

●第七切换路径S2AVG，用于将第三飞跨电容器节点CF2A连接至参考节点VG；

●第八切换路径S2BVN，用于将第四飞跨电容器节点CF2B连接至第二输出节点VN；

●第九切换路径S2BVP，用于将第四飞跨电容器节点CF2B连接至第一输出节点VP；以及

●第十切换路径S2BVG，用于将第四飞跨电容器节点CF2B连接至参考节点VG。

可选地，第十一切换路径SVVVP可被提供用于将输入节点VV连接至第一输出节点VP。

尽管图3a示出为具有上文所列举的十个切换路径，但是如果在提供所期望的功能时不需要，即，如果在具体的实施方式所预期的任何操作模式中不需要，则可从该电路去除所述切换路径中的一个或多个。具体地，如下文所描述的，SVVVP切换路径SVVVP是可选的，当要求双极性输出电压+/-VV时，提供一个更直接的路径以在输出节点VP得到+VV。

图3b示出了图3a的开关矩阵中的切换路径的网络规划。本质上，图3b更清楚地示出了其间提供了对应的切换路径的节点对。

下文解释了充电泵电路系统100在各种操作模式中的各个实施方案的操作。一种操作模式指示一类实施方案，该类实施方案使用一组特定的切换路径来生成某一双极性电压。

每一操作模式涉及在各个操作阶段（称为Ph1、Ph2等）中的次序，其中每一阶段采用可用切换路径中的一些或者全部。

在每一阶段中所采用的该组切换路径被描述为一种切换状态，指示为例如P1、P2a或P37c，或者可能地切换状态的组合，指示为例如P1+P2a、P3x+P37c。一种切换状态可在多于一种的模式中使用：依赖于每一模式中所使用的该组切换状态，每一所述模式中的部件两端的稳态电压可以不同。

在一种模式中所采用的阶段可以多种可能的重复次序中选定的一种来排序，或者可根据一些因素，例如变化的负载电流需求，该次序可从一种循环修改为另一种循环。

在下面的描述中，在图例如图4a中示意性示出了每一模式中所涉及的切换状态。表例如图4b还被提供以示出，对于一种模式中的每一切换状态，哪些切换路径被使用（以“1”标记）以及哪些切换路径未被使用（以“0”标记）。然后，表例如图4c示出了多个阶段的可能次序，即以各种顺序的切换状态的组合。在图例如图3a中示出了切换路径的各种网络，适于操作在各组模式中。如果在使用时料想一些可能的模式是不期望的，则可能存在从未被采用的切换路径：这些切换路径可能仅总是被断开，或者可以从实施方式中被物理地去除，从而留下一个较少的切换路径组，节省了空间和成本。

在每一模式中，用代数方法导出输出电压。命名V(CF1)用于CF1的正极板和负极板之间的电压，对于V(CF2)是类似的。为简单起见，输入供应节点电压仅称为VV，参考电压节点VG被假设为地，即零伏。为简单起见，输出供应节点电压仅称为VP、VN等，但是可被认为是V（CRP）、-V（CRN）等。

在第一操作模式中，图3a的开关矩阵可被操作为在第一和第二输出节点（VP，VN）提供+/-VV/4的双极性输出电压。

图4a示出了可用于在所述一对输出节点提供上述双极性电压的图3a的开关矩阵的多种切换状态的一个实施方案。图4a示出了在每一状态中所激活的切换路径，以及所形成的对应的电路拓扑。

在第一状态中，在图4a中标注为PA，第一飞跨电容器CF1、第二飞跨电容器CF2和第一储存电容器CRP串联连接在输入节点VV和参考节点VG之间。这是通过闭合S1AVV切换路径、S1B2A切换路径和S2BVP切换路径来实现的。

在标注为PB的第二状态中，第一飞跨电容器CF1连接在参考节点VG和第二飞跨电容器CF2的一个节点CF2A之间，第二飞跨电容器CF2的另一节点CF2B连接至所述第一输出节点VP，即储存电容器CRP的非接地端子。换句话说，在第二状态中，第二飞跨电容器CF2和第一储存电容器CRP串联连接，以及第一飞跨电容器CF1与串联连接的第二飞跨电容器CF2和第一储存电容器CRP并联连接；第二飞跨电容器端子CF1B连接至地。这是通过闭合S1A2A切换路径、S1BVG切换路径和S2BVP切换路径来实现的。

在第三状态PP中，第二飞跨电容器CF2和第一储存电容器CRP并联连接在第一输出节点VP和参考节点VG之间。这是通过闭合S2BVG切换路径和S2AVP切换路径来实现的。

在第四状态PN中，第二飞跨电容器CF2和第二储存电容器CRN并联连接在第二输出节点VN和参考节点VG之间。这是通过闭合S2BVN切换路径和S2AVG切换路径来实现的。

根据图4a的检验，通过假设在每一电容器上存在可忽略的压降（droop），可如下得出稳态输出电压，从而每个电容器两端的电压在各个阶段保持恒定。

根据状态PB，V(CF1)=V(CF2)+VP，但是根据状态PP，V(CF2)=VP，所以V(CF1)=2*VP。

根据状态PA，VP+V(CF2)+V(CF1)=VV；

替换V(CF1)和V(CF2)，得出VP+VP+2*VP=VV，从而VP=VV/4。

最后，根据状态PN，VN=-V(CF2)，所以VN=-VV/4。

图4b是一个表，示出了在该模式的每一上述状态中，图3a的开关矩阵中的哪些切换路径被使用。

与其他操作模式一样，各种状态可以各种方式来排序，图4c是一个表，示出了这些阶段的可能的次序a、b、c......。

例如，每一状态可被按次序排序，如在次序a的每个循环中，每个切换阶段具有一个状态PA、PB、PP、PN，或者甚至这四个状态的任何其他顺序。由于PA是唯一从输入供应取得能量的状态，所以PA可被包括在每一循环的多于一个的阶段中，从而允许来自输入供应VV的更频繁的再充电，例如以减小每次从供应所取得的电流尖峰，如在6阶段的次序b中所示出的。

此外，根据负载需求和压降，在特定的循环中一些状态可被省去或替换。例如，根据次序c，PA和PB可在3阶段循环的前两个阶段中被排序，以及根据VP或VN中的哪个压降得最多，低于其标称电压，来选择PP还是PN用于第三个阶段。甚至，如果假定VP和VN上都存在很小的压降，则PP和PN都不需要被选定，直至压降积聚得足以使得它值得耗费所涉及的切换能量。

在第二操作模式中，图3a的开关矩阵还可操作为在所述一对输出节点（VP，VN）提供+/-VV/3的双极性输出电压。

图5a示出了可用于在所述一对输出节点处提供上述双极性电压的图5a的开关矩阵的多种切换状态的一个实施方案。图5a示出了在每一状态所激活的切换路径，以及所形成的对应的电路拓扑。

应注意，在图5a中标注为PA和PN的第一状态和第三状态与图4a中类似标注的第一状态和第四状态相同。

在第二状态中，在图5a中标注为PP1A，第一飞跨电容器CF1、第二飞跨电容器CF2和第一飞跨储存电容器CRP彼此并联连接在第一输出节点VP和参考节点VG之间。

可通过类似于应用至第一模式的分析，得出所述稳态输出电压。

根据状态PP1A，V(CF1)=V(CF2)=VP，但是根据状态PA，VP+V(CF2)+V(CF1)=VV，所以替换V(CF1)和V(CF2)，得出VP+VP+VP=VV，从而VP=VV/3。

最后，根据状态PN，VN=-V(CF2)，所以VN=-VV/3。

图5b是一个表，示出了在该模式的每一上述状态中，图3a的开关矩阵中的哪些切换路径被使用。

与上述第一操作模式一样，各种状态可以各种方式来排序，图5c是一个表，示出了这些阶段的可能的次序a、b、c......。

例如，每一状态可按次序被排序，在每个循环中，每个切换阶段具有一个状态PA、PP1A、PN，或者甚至这四个状态的任何其他顺序。由于PA是唯一从输入供应取得能量的状态，所以PA可被包括在每一循环的多于一个的阶段中，如在4阶段的次序b中所示出的，从而允许来自输入供应VV的更频繁的再充电，例如以减小每次从供应取得的电流尖峰。

与上述其他操作模式一样，根据负载需求和压降，在特定的循环中一些状态可被省去或替换。例如，根据次序c，PA可被排序作为2阶段循环的前两个阶段，以及根据VP或VN中的哪个压降得最多，低于其标称电压，来选择PP1A还是PN用于第二阶段。甚至，如果假定VP和VN上都存在很小的压降，则PP和PP1A都不需要被选定，直至压降积聚得足以使得它值得耗费所涉及的切换能量，所以同时开关矩阵可保持处于状态PA。

在第三操作模式中，图3a的开关矩阵可操作以在所述一对输出节点（VP，VN）提供+/-VV/2的双极性输出电压。

图6a示出了可用于在所述一对输出节点处提供上述双极性电压的图5a的开关矩阵的多种切换状态的一个实施方案。图6a示出了在每一状态中所激活的切换路径，以及所形成的对应的电路拓扑。

应注意，在图6a中标注为PP和PN的第二状态和第三状态与上文所描述的模式中类似标注的状态PP和PN相同。

在第一状态中，在图6a中标注为PD，第二飞跨电容器CF2和第一储存电容器CRP串联连接在输入节点VV和参考节点VG之间。这是通过闭合S2AVV切换路径和S2BVP切换路径来实现的。

可通过类似于应用至第一模式的分析，来得出所述稳态输出电压。

根据状态PP，V(CF2)=VP，但是根据状态PA，VP+V(CF2)=VV，所以替换V(CF2)，得出VP+VP=VV，从而VP=VV/2。最后，从状态PN，VN=-V(CF2)，所以VN=-VV/2。

图6b是一个表，示出了在该模式的每一上述状态中，图3a的开关矩阵中的哪些切换路径被使用。

与其他操作模式一样，各种状态可以各种方式来排序。图6c是一个表，示出了这些阶段的可能的次序a、b、c......，示出了类似于关于第二模式所描述的那些3阶段次序、4阶段次序和自适应2阶段次序。

在第四操作模式中，图3a的开关矩阵可操作以在所述一对输出节点（VP，VN）提供+/-VV的双极性输出电压。

图7a示出了可用于在所述一对输出节点处提供上述双极性电压的图3a的开关矩阵的多种切换状态的一个实施方案。图7a示出了在每一状态中所激活的切换路径，以及所形成的对应的电路拓扑。

在图7a中标注为PN的第二状态与上述操作模式的类似标注的切换状态相同。

在第一状态中，在图7a中标注为PE，第二飞跨电容器CF2和第一储存电容器并联连接在输入节点VV和参考节点VG之间。这是通过闭合S2AVV、S2AVP和S2BVG切换路径实现的。替代地，这可通过闭合可选的SVVVP切换路径连同S2AVV和S2AVP切换路径中的一个或这两个，以及连同S2BVG切换路径来实现。

在操作时，在状态PE中，第二飞跨电容器CF2被充电至VV，然后在状态PN中被施加至第二储存电容器CRN两端，所以VN=-V(CF2)=-VV。

图7b是一个表，示出了在该模式的每一上述状态中，图3a的开关矩阵中的哪些切换路径被使用。

由于在该操作模式中仅存在两个状态，所以只能在状态PE和PN之间交替，然而在任一状态中可停止该次序，直至VN压降得足以需要对CRN的显著的再充电。甚至，尤其如果CF2类似于CRN的电容，或者大于CRN的电容，则优选的是CF2维持在状态CN，使得这两个电容器都操作为储存电容器，以减小电压压降的速率。

在状态PE中示出了一个可选、额外的切换路径SVVP。如果存在，则除了从输入供应VV经由S2AVV和S2AVP至第一输出节点VP的间接路径外，这提供了从输入供应VV至第一输出节点VP的直接路径，从而对VP上的任何负载都呈现了较低的输出阻抗。如果在该模式中预计VP上是一个高电流负载，其中VV=VP，则在额外开关的代价下，这将给出整个该开关矩阵的较少的电压损耗。然而，在一些应用中，切换路径S2AVV和S2AVP的输出阻抗是可接受的，例如在如下情形中：其中假定第三模式（VP=VV/2）可供应充裕的驱动至头戴式受话器负载以提供最大输出声音功率且较高电压的驱动仅要求驱动高阻抗负载例如线路输入，在这种情形中，要求用来实施这些额外的切换路径的额外的物理开关将是不值得的。

还注意到，在该第四模式中，SVVVP可被持续连接，即当状态PN被激活时还被连接，但在图7a中未示出。

如上文的第一、第二、第三和第四模式中所描述的，图3a的开关矩阵可操作为在所述一对输出节点（VP，VN）提供+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/3或+/-VV/4的一个双极性电压。

尽管上文描述了当利用图3a中示出的网络的特定切换路径时提供单个输出电压的情形，但应当明了的是，当图3a的所有切换路径被提供时，开关矩阵可以可操作以在所述一对输出节点（VP，VN）提供一个双极性电压，所述双极性电压可由控制器从+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/3或+/-VV/4的组中选择。这个可选择电压的范围使用仅两个飞跨电容器和十个主切换路径来实现。

当在上述第一和第二模式中用于提供+/-VV/3或+/-VV/4时，第一飞跨电容器和第二飞跨电容器都被采用。当使用与图3a的开关矩阵相同的开关矩阵来生成+/-VV或+/-VV/2时，仅使用一个飞跨电容器。

图8a示出了类似于图3a的另一开关矩阵的电路图，其中明确地示出了切换路径的网络。该开关矩阵包括图3a的开关矩阵的所有切换路径，但是具有三个附加的切换路径：S1AVG，设置在第一飞跨电容器端子CF1A和参考输入节点VG之间；以及，S1BVN，设置在第二飞跨电容器端子CF1B和第二输出节点VN之间；以及，S1AVP，设置在第一飞跨电容器端子CF1A和第一输出节点VP之间。

图8b示出了图8a的开关矩阵中的切换路径的网络规划。本质上，图8b更清楚地示出了其间提供了对应的切换路径的节点对。

如将理解，由于图8a的开关矩阵包含图3a的开关矩阵中的所有切换路径，所以可能的是，控制图8a的开关矩阵以提供如上文所描述的第一、第二、第三和第四模式。

然而，通过提供附加的切换路径S1A2B、S1BVN和S1AVP，图8a的开关矩阵还能以第五和第六模式操作，以在第一和第二输出节点（VP，VN）提供+/-VV/5或+/-2*VV的双极性输出电压。

额外的切换路径还允许用于生成+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/3、+/-VV/4的替代模式。这些在输出阻抗或效率方面具有优势。

图9a示出了可用于在所述一对输出节点（VP，VN）提供+/-VV/5的双极性电压的图8a的开关矩阵在第五操作模式中的多种切换状态的一个实施方案。图9a示出了在每一状态中所激活的切换路径，以及所形成的对应的电路拓扑。

分别标注为PA、PP和PN的第一状态、第三状态和第四状态与前述模式中类似标注的状态相同。

在第二状态中，在图9a中标注为PF，第二飞跨电容器CF2、第一储存电容器CRP和第二储存电容器CRN彼此串联连接，第一飞跨电容器CF1与串联连接的第二飞跨电容器CF2、第一储存电容器CRP和第二储存电容器CRN并联连接。

状态PF的使用允许使用仅两个飞跨电容器和九个切换路径来生成+/-VV/5。它还允许使用仅比图3a的开关矩阵中多一个切换路径（S1BVN）的开关矩阵来生成+/-VV/5。

通过类似于前述模式的分析，在状态PF中，V(CF1)=V(CF2)+VP-VN。但是，根据状态PP，V(CF2)=VP，以及根据状态PN，-VN=V(CF2)。所以替换VP和VN,V(CF1)=V(CF2)+V(CF2)+V(CF2)=3*V(CF2)。

此外，根据状态PA，V(CF1)+V(CF2)+VP=VV。由上文替换VP和V(CF1),3*V(CF2)+V(CF2)+V(CF2)=VV，从而V(CF2)=VV/5。

因此，VP=V(CF2)=VV/5，以及VN=-V(CF2)=-VV/5。

在状态PF中，第一飞跨电容器CF1、第二飞跨电容器CF2、第一储存电容器CRP和第二储存电容器CRN被连接在一起，使得第一飞跨电容器CF1上的电压是3*VV/5以及第二飞跨电容器上的电压是VV/5。

图9b是一个表，示出了在该模式的每一上述状态中，图8a的开关矩阵的哪些切换路径被使用。这些状态可以任何顺序排序，例如PA、PF、PP、PN......或者PA、PP、PA、PN、PA、PF；或者，在一些循环中一些状态被省去，例如如果VN上暂时存在小的负载。

图10a示出了可用于在所述一对输出节点提供+/-2*VV的双极性电压的图8a的开关矩阵在第六模式中的多种切换状态的一个实施方案。图10a示出了在每一状态中所激活的切换路径，以及所形成的对应的电路拓扑。

在标注为PG的第一状态中，两个飞跨电容器（CF1，CF2）并联连接在输入供应电压（VV）和地（VG）之间。

在标注为PH的第二状态中，这两个飞跨电容器串联连接，这个串联组合并联连接在第一储存电容器CRP的两端。

在标注为PJ的第三状态中，这个串联组合并联连接在第二储存电容器CRN的两端。

通过类似于前述模式的分析，在状态PG中，第一和第二飞跨电容器CF1和CF2都被充电至VV。在状态PH中，VP=V(CF1)+V(CF2)=2*VDD。在状态PJ中，VN=-（V(CF1)+V(CF2)）=-2*VV。

图10b是一个表，示出了在该模式的每一上述状态中，图10a的开关矩阵的哪些切换路径被使用。这些状态可以任何顺序排序，例如PA、PF、PP、PN......或者PA、PP、PA、PN、PA、PF；或者在一些循环中一些状态被省去，例如如果VN上暂时存在小的负载。

图11a示出了可用于在所述一对输出节点（VP，VN）提供+/-VV/4的双极性电压的图8a的开关矩阵在第七操作模式中的多种切换状态的一个实施方案。图11a示出了在每一状态中所激活的切换路径，以及所形成的对应的电路拓扑。

在上文所描述的生成+/-VV/4的第一操作模式中，当状态PN或PP被激活时，CF1未被使用。在图8a的开关矩阵中所增加的附加的切换路径S1AVP和S1BVN允许第七模式中的一个额外的切换状态，在图11a中标注为PK，这允许有益地采用CF1。图11a还重复如上文关于前述模式所描述的状态PA、PB、PP和PN。

在状态PK中，第一飞跨电容器CF1的两个端子连接至对应的输出节点VP和VN。

如在第一模式的分析中所示出的，PA、PB、PP和PN的组合得出VP=VV/4，VN=-VV/4，以及V(CF1)=VDD/2。状态PK与这些稳态电压一致。

图11b是一个表，示出了在该第七模式的每一上述状态中，图8a的开关矩阵的哪些路径被使用。

状态PA、PB、PP、PN足以产生所要求的输出电压，但是状态PK允许CF1参与CRN以及CRP的充电，在出于效率目的的优化切换次序时给予了更大的灵活性。图11c示出了这些状态的一些可能的次序。所有五个状态可按顺序排序，如在次序a中，或者以一个不同的顺序排序，或者如在次序b中具有附加的PA阶段。但是优选地，状态PK与状态PP或PN同时被激活，如在次序c中所示出的。此外，如果输出电压压降被监控，则在处于运行的特定循环中，状态PP或PN可被交换或省去，或者状态PK可被省去，如次序d和e中所示。

图12a示出了可用于在所述一对输出节点处提供+/-VV/2的双极性电压的图8a的开关矩阵在第八操作模式中的多种切换状态的一个实施方案。图12a示出了在每一状态中所激活的切换路径，以及所形成的对应的电路拓扑。

在上文所描述的生成+/-VV/2的第三模式中，由于不存在合适的切换路径，所以CF1未被使用。在图8a的开关矩阵中所包括的附加的切换路径S1AVP和S1BVN允许第八模式中的一个额外的切换状态，在图12a中标注为PK，这允许在第八模式中有效地采用CF1。图14a还示出了标注为PL的另一切换状态，这允许CF1从VV充电。图12a还重复第三模式的状态PA、PB、PP和PN。

在状态PK中，第一飞跨电容器CF1的两个端子连接至对应的输出节点VP和VN。这是借助于切换路径S1AVP和S1BVN来实现的。

在状态PL中，第一飞跨电容器CF1的两个端子分别连接至输入供应节点VV和参考节点VG。这是借助于切换路径S1AVV和S1BVG来实现的。

如在第三模式的分析中所示出的，状态PD、PP和PN中由CF2做出的连接给出了稳态输出电压VP=VV/2以及VN=-VV/2。状态PL将CF1充电最高至电压VV，在状态PK中，V(CF1)=VP-VN，这等于VV/2+VV/2，即VV，所以状态PK与这些稳态电压一致。状态PK用于帮助充电CRP和CRN，以在VP和VN之间给出一个总电压VV。

图12b是一个表，示出了在该模式的每一上述状态中，图8a的开关矩阵的哪些切路径被使用。

状态PD、PP和PN足以产生所要求的输出电压，但是状态PK允许CF1参与CRN以及CRP的充电。图12c示出了这些状态的一些可能的次序。所有五个状态可按顺序排序，如在次序a中，或者以一个不同的顺序排序，或者如在次序b中具有附加的PD阶段。但是，优选地，状态PK与状态PP或PN被同时激活，如次序c中所示。可能地，如次序d中所示的具有额外的充电阶段PD+PL。PD可与PK而非与PL组合，如在次序e中所示出的。此外，如果输出电压压降被监控，则在充电状态PD+PL之后，紧随状态PD+PL，状态PK+PP或PK+PN可被交换或可被省去，如同在次序f中，或者紧随状态PD+PK，状态PL+PN、PL+PP或者仅仅PL被选定。其他组合是可能的。

在第九操作模式中，图8a的开关矩阵可以可操作为在所述一对输出节点（VP，VN）提供+/-VV/3的双极性输出电压。

图13a示出了可用于在所述一对输出节点处提供上述双极性电压的图8a的开关矩阵的多种切换状态的一个实施方案。图13a示出了在每一状态中所激活的切换路径，以及所形成的对应的电路拓扑。

在图13a中标注为PA的第一状态与上文所描述的类似标注的状态相同。

在图13a中标注为PP1的第二状态与图5a的状态PP1a在连接方面类似且在操作方面等效，因为CF1和CF2都并联连接在VP和VG之间。然而，在图13a的状态PP1中，直接地经由切换路径S1AVP而非间接地经由串联的S1A2A和S2AVP来实现CF1A和VP之间的连接。

在第三状态中，在图13a中标注为状态PN1，第一飞跨电容器CF1、第二飞跨电容器CF2和第二储存电容器CRN并联连接在参考节点VG和第二输出节点VN之间。这是通过闭合S1AVG、S1BVN、S2AVG和S2BVN切换路径来实现的。

注意，如所示出的，切换路径S1A2A还可在状态PP1或PN1中被激活，以生成这些状态的其他变体。此外，在对应状态的等效变体中，仅要求（S1AVP，S2AVP，S1A2A）或（S1AVG，S2AVG，S1A2A）的三个中的两个。这是切换路径的不同组合可如何产生相同状态的等效变体的一个实施例。

可通过类似于应用至第二模式的分析得出稳态输出电压，并且这些分析将不再重复。

图13b是一个表，示出了在该模式的每一上述状态中，图8a的开关矩阵的哪些路径被使用。

状态PA、PP1和PN1可以各种方式来排序，类似于关于第二模式的对应状态PA、PP1a和PN所描述的次序。

在第十操作模式中，图8a的开关矩阵可以可操作为在所述一对输出节点（VP，VN）提供+/-VV的双极性输出电压。

图14a示出了可用于在所述一对输出节点提供上述双极性电压的图8a的开关矩阵的多种切换状态的一个实施方案。图14a示出了在每一状态中所激活的切换路径，以及所形成的对应的电路拓扑。

在图14a中标注为PE和PN的第一状态和第二状态与上面所描述的类似标注的状态相同。

在第三状态中，在图14a中标注为P1E，第一飞跨电容器CF1和第一储存电容器CRP并联连接在第一输出节点VP和参考节点VG之间。这是通过闭合S1AVV、S1AVP和S1BVG切换路径来实现的。

在第四状态中，在图14a中标注为P1N，第一飞跨电容器CF1和第二储存电容器CRN并联连接在参考节点VG和第二输出节点VN之间。这是通过闭合S1AVG和S1BVN切换路径来实现的。

图14b是一个表，示出了在该第十模式的每一上述状态中，图8a的开关矩阵的哪些切路径被使用。

在操作时，第二飞跨电容器CF2在状态PE中可被充电最高至VV，然后在状态PN中被施加在第二储存电容器CRN的两端，所以VN=-V(CF2)=-VV。此外，第一飞跨电容器CF1在状态P1E中被充电最高至VV，然后在状态P1N中被施加在第二储存电容器CRN的两端，所以VN=-V(CF1)=-VV。

状态PE、PN、PE1、P1N可以各种方式来排序。如果仅使用状态PE和PN，则操作是关于第四模式所描述的；如果仅使用状态PE1和P1N，则操作类似于第四模式，除了使用CF1和相关联的切换路径，而非使用CF2及其相关联的开关。在低负载电流需求的情形中，可能的是，仅使用一组这样的状态，或者接连地循环这四种状态，如图14c中的次序a所示。然而，对于较低的输出阻抗，优选的是一次采用这两个飞跨电容器，或者是同时进行飞跨电容器充电阶段PE和PE1，之后同时进行储存电容器（CRN）充电阶段PN和P1N（次序b），或者是替代地这些阶段交错，使得这两个飞跨电容器工作在反阶段（次序c）中。

与其他模式一样，根据检测到的电压压降或其他预料的负载信息，可中断次序。

与上文的第四模式一样，一个额外的切换路径SVVP可连接在输入供应节点VV和第一输出节点VP之间，从而在这些节点之间给出一个直接路径。

上文所描述的任何模式都不要求V在第二飞跨电容器端子CF1B和输入供应节点VV之间包括切换路径S1BVV。然而，如果包括了或者实现了该切换路径，则图8a的开关矩阵还可以第十一模式操作，从而在所述一对输出节点（VP,VN）提供+/-3*VV的双极性输出电压。

图15a示出了可用于在所述一对输出节点提供上述双极性电压的包括路径S1BVV时的图8a的开关矩阵的多种切换状态的一个实施方案。图15a示出了在每一状态中所激活的切换路径，以及所形成的对应的电路拓扑。

在标注为PW的第一状态中，第一飞跨电容器节点CF1A连接至输入供应节点VV，第二飞跨电容器节点CF1B连接至参考节点VG，使得（对于输入节点VV处的相对于VG的正电压），相比于第一飞跨电容器的连接至第二飞跨电容器节点CF1B的另一个板，第一飞跨电容器的连接至第一飞跨电容器节点CF1A的板更正（more positive）。

在标注为PV的第二状态中，第二飞跨电容器节点CF1B连接至输入供应节点VV，更正的第一飞跨电容器节点CF1A连接至第三飞跨电容器节点CF2A，第四飞跨电容器节点CF2B连接至参考节点VG。

第三状态PJ和第四状态PH类似于前述关于图10a所讨论的第六模式的类似标注的状态。

根据图15a的检验，可类似于上文的分析来得出稳态输出电压。

在状态PW中，V(CF1)被充电至VV。在状态PV中，CF2被充电至VV+V(CF1)=2*VV。

在状态PH中，CRP被充电至V(CF1)+V(CF2)=VV+2*VV，所以VP=3*VV。

在状态PJ中，CRN被充电至-V(CF1)-V(CF2)=-VV-2*VV，所以VN=-3*VV。

状态PV对于允许将CF2充电至2*VV是重要的，使得CF2随之可与CF1（在状态PW中充电至VV）串联应用，从而在状态PJ中生成-3*VV。

图15a是一个表，示出了在该第十一模式的每一上述状态中，图8a的开关矩阵的哪些切换路径被使用。

与其他操作模式一样，各种状态可以任何顺序来排序，根据负载电流需求和压降，在一些循环中一些状态可被省去。

图8a的开关矩阵，即使不包括可选的SVVVP和S1BVV切换路径，也包含图3a的开关矩阵中的所有切换路径，所以可操作在第一至第四模式，从而在所述一对输出节点（VP，VN）提供一个双极性电压，所述双极性电压是+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/3或+/-VV/4中的一个。图8a的开关矩阵，即使不包括可选的SVVVP和S1BVV切换路径，还提供了附加的切换路径S1A2B、S1BVN和S1AVP，所以还可操作在第五和第六模式，从而在第一和第二输出节点（VP，VN）提供+/-VV/5或+/-2*VV的双极性输出电压。额外的切换路径，即额外的开关，还允许替代的模式（第七至第十模式），用于生成+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/3、+/-VV/4。

如果包括了S1BVV切换路径，则图8a的开关矩阵还可操作以提供第十一模式，用于在第一和第二输出节点（VP，VN）生成+/-3*VV。

尽管上文描述了在使用图8a中所示出的网络的特定切换路径时来提供不同的固定双极性输出电压的情形，但是应明了，当图8a的切换路径被提供时，即使在不具有可选的SVVVP和S1BVV切换路径的情况下，开关矩阵可以可操作以在所述一对输出节点（VP，VN）提供一个双极性电压，所述双极性电压可由控制器从+/-2*VV、+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/3、+/-VV/4或+/-VV/5的组中选择。该可选择的输出电压的范围可使用仅两个飞跨电容器和十三个切换路径来实现。

如果包括了切换路径S1BVV，则图8a的开关矩阵还可以可操作以提供可选择的第十一模式，用于使用总共十四个切换路径在输出节点生成+/-3*VV。

图16a示出了开关矩阵的另一实施方案的电路图，包括图8a的开关矩阵的所有切换路径，但是设有两个附加的切换路径：S2AVN，设置在第三飞跨电容器节点CF2A和第二输出节点VN之间；以及，S1B2B，设置在第二飞跨电容器节点CF1B和第四飞跨电容器节点CF2B之间。

图16b示出了图16a的开关矩阵中的切换路径的网络规划。本质上，图16b更清楚地示出了其间提供了对应的切换路径的节点对。

通过提供附加的切换路径S1B2B和S2AVN，图16a的开关矩阵可以第十二模式操作，从而在所述一对输出节点（VP，VN）提供+/-VV/6的双极性输出电压。

如将理解的，由于图16a的开关矩阵包含图8a的开关矩阵中的所有切换路径，所以还可能的是控制图16a的开关矩阵以提供如上文所述的前十个模式。

如上所述，如果期望+/-3*VV的双极性输出电压，则仅需要S1BVV切换路径，使用第十一模式来生成，当在VP输出节点生成电压VV时，可选地使用SVVVP切换路径。

在第十二操作模式中，图16a的开关矩阵可以可操作以在所述一对输出节点（VP，VN）提供+/-VV/6的双极性输出电压。

图17a示出了可用于在所述一对输出节点处提供上述双极性电压的图16a的开关矩阵的多种切换状态的一个实施方案。图17a示出了在每一状态中所激活的切换路径，以及所形成的对应的电路拓扑。

第一状态PA和第二状态PB与已经描述的具有那些名称的状态相同。

在标注为PT的第三状态中，第一飞跨电容器节点CF1A连接至参考节点VG，第二飞跨电容器节点CF1B连接至第四飞跨电容器节点CF2B，第三飞跨电容器节点CF2A连接至第二输出节点VN，即储存电容器CRN的非地节点。

在标注为PS的第四状态中，第二飞跨电容器CF2连接在输出节点VP和VN的两端，即在两个储存电容器CRP和CRN的未连接至参考节点VG的那些节点之间。

通过与上面模式类似的分析，

在状态PB中，VP=V(CF1)-V(CF2)，而在状态PT中，VN=-(V(CF1)-V(CF2))，所以VN=-VP。

但是在状态PS中，V(CF2)=VP-VN，所以V(CF2)=VP-（-VP）=2*VP。

返回状态PB，V(CF1)=V(CF2)+VP，所以V(CF2)=2*VP+VP=3*VP。

但是在状态PA中，VV=VP+V(CF2)+V(CF1)=VP+2*VP+3*VP=6*VP，所以VP=VV/6，从而VN=-VP=-VV/6。

图17b是一个表，示出了在该模式的每一上述状态中，图4a的开关矩阵的哪些切换路径被使用。

各种状态可以各种方式来排序。此外，状态PA可在一个次序中交错一次以上。此外，与上文的其他操作模式一样，根据负载需求和压降，在特定的循环中一些状态可被省去。

如在上文的第十二模式所描述的，即使不包括可选的SVVVP和S1BVV切换路径，图16a的开关矩阵也包含了图8a的开关矩阵的所有切换路径，因此可操作在第一至第十模式，从而在所述一对输出节点（VP，VN）提供一个双极性电压，所述双极性电压是+/-2*VV、+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/3、+/-VV/4、+/-VV/5中的一个。即使不包括可选的SVVVP和S1BVV切换路径，图16a的开关矩阵还提供附加的切换路径S1B2B和S2AVN，所以还可操作在第十二模式，从而在第一和第二输出节点（VP，VN）提供+/-VV/6的双极性输出电压。如果包括了S1BVV切换路径，则图16a的开关矩阵还可以可操作以提供第十一模式，用于在输出节点生成+/-3*VV。

尽管上文描述了在使用图16a中所示出的网络的特定切换路径时提供不同的固定双极性输出电压的情形，但是应明了，当至少图10a的切换路径被提供时，即使在不包括可选的SVVVP和S1BVV切换路径的情况下，开关矩阵可以可操作以在所述一对输出节点（VP，VN）提供一个双极性电压，所述双极性电压可由控制器从+/-2*VV、+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/3、+/-VV/4、+/-VV/5或+/-VV/6的组中选择。该可选择的输出电压的范围可使用仅两个飞跨电容器和十五个切换路径来实现。

如果提供了切换路径S1BVV，则该开关矩阵可以可操作以在所述一对输出节点（VP，VN）提供一个双极性电压，所述双极性电压可由控制器从+/-3*VV、+/-2*VV、+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/3、+/-VV/4、+/-VV/5或+/-VV/6的组中选择。该可选择的输出电压的范围可使用仅两个飞跨电容器和十六个切换路径来实现。

图18示出了类似于图16a的另一开关矩阵的电路图，其中明确地示出了切换路径的网络。该开关矩阵包括图16a的开关矩阵，但是包括附加的电压输入节点VW，以及切换路径S1AVW和S2AVW以及可选的S1BVW或SVWVP。

在控制器选择附加的输入电压VW而非输入电压VV的情形中，切换路径S1AVV和S2AVV（以及，在可用时，S1BVV或SVVVP）在上文描述的第一至第十二切换模式的所有切换阶段中打开，以及切换路径S1AVW和S2AVW（以及，在可用时，S1BVW或SVWVP）代替它们而被使用。

这些附加的切换路径允许开关矩阵从VV或VW供应。如果VV和VW同时可用，但是VV和VW是不同的电压时，这允许更宽范围的输出电压，即从VV所得出的那些输出电压和从VW所得出的那些输出电压的组合。在一些情形中，一次仅可选择一个，例如在主机设备从5V的USB端口供电的情形中，或者在缺少USB连接的情况下，主机设备从3V的源自电池的供应供电的情形中。

在任一情形中，优选的是使用这些并联的开关，而非使用VV和VW之间的上游选择器开关，以避免由开关的串联连接而发生的欧姆损耗。

但是如本领域普通技术人员将理解的，尽管仅示出了单个附加的输入电压VW，通过提供合适的附加切换路径，类似于S1AVW和S2AVW（并且，如果必要，S1BVW），可使用任何数目的附加输入电压。

尽管在图18中仅示出了基于图16a的开关矩阵的一个开关矩阵，但是应当明了，可以类似的方式修改图3a和图8a的开关矩阵，以提供一个附加的输入电压。

如上面所提及的，切换路径可包括单个开关，或者可能地包括多个开关的等效网。图19a示出了包括所述网的开关矩阵的电路图，其中明确地示出了切换路径的网络。图19b示出了图19a的开关矩阵中的切换路径的网络规划。

通过比较图19b和图16b，可以最清楚地标识额外的路径。所示出的网络是类似的，但是图19b示出了那些将连接至切换路径的飞跨电容器端子CF1B、CF2B和CF2A连接至VN的额外的切换路径，图19b还示出附加的节点XX、YY、ZZ，先前连接至这些端子的切换路径现在终止于附加的节点XX、YY、ZZ处。例如，在图19b中，CF2的正极板（节点CF2A）仍经由一个切换路径直接连接至VN，但是还经由一个附加的切换路径和节点ZZ连接至其他切换路径，先前连接至CF2A的其他切换路径现在终止于节点ZZ处。

附加的切换路径用于减小连接至第二输出节点VN的切换路径上的应力。具体地，如果在对应的电容器端子（例如，CF2A）被切换至VN的状态期间这些额外的切换路径未被激活，则至高电压节点VV或VP的其他打开的切换路径（例如，S2AVP、S2AVV）的附近端子不再连接至负极电压VN，从而不再受制于最大电压应力（例如，VV-VN）。在这样的状态中，节点ZZ将被连接至地（例如，通过S2AVG），将应力减小至VN-VG。换句话说，附加的切换路径用于减小任何一个切换路径及其部件的物理开关两端的最大电压，允许使用更小或更简单的切换结构来实施这些切换路径，这是有利的。

在某些节点处的连接中所涉及的这些附加的切换路径，不会影响在每一切换状态中飞跨电容器节点到电压节点VP、VN、VQ、VM、VV和VG的连接性。所描述的这些T开关布置仅用作用于实施这些节点的所要求的互连的变体方法。

尽管仅提供了三个附加切换路径来减小负载，但是应明了，在不同的实施方案中可提供少于或多于三个的附加切换路径，从而减小开关矩阵的切换元件两端的应力。

图20a示意性示出了包括充电泵电路202的一个音频输出链200，所述充电泵电路202可操作在上文所描述的第一至第十二模式中的任何一个或多个。

如可从图20a看到的，充电泵电路202包括：一个开关矩阵或切换路径的网络204,；以及，一个开关控制器206，用于控制开关矩阵204的各种切换路径的打开（即，启用）和闭合（即，禁用），从而提供期望的输出电压。开关矩阵204可操作以将各个节点选择地连接在一起。这些节点可以是充电泵电路上的端子，用于在充电泵电路被使用时，与输入供应电压VV、参考电压或地电压VG、第一和第二飞跨电容器CF2、CF1以及一对输出节点（VP，VN）连接。在使用时，第一和第二储存电容器（CRP，CRN）被布置用于硬线连接至所述对输出节点，如上面所描述的。

控制数据208被提供至充电泵控制块210，所述充电泵控制块210可操作以控制充电泵电路202的开关控制器206。控制数据208可以是音量控制信号，即增益信号。控制数据还可包括关断/启动信号。

信号数据212被提供至信号路径块214。该信号数据可以是数字或模拟数据，并且可已经经历了某一上游（模拟或数字）增益。此外，信号数据212可以是音频数据。

信号路径块214在输入213处接收信号数据212，并且将该信号数据耦合至输出驱动器218。输出驱动器218包括至少一个输出级222，所述至少一个输出级222从充电泵202的供应VP、VN供电。在该所示的实施例中，还包括在前放大器级（preceding amplifierstage）220，所述在前放大器级220可从供应VV、VG供电。

其他电路216，例如DAC或前置放大器增益级，可被设置在从输入213至输出驱动器218的路径中。在一些实施方案中，该在前电路216中的一些以及218的在前级中的一些或者全部可从VV、VG供应。

尽管在图20a中未示出，但是可提供这样的另一电路，该另一电路系统可以从或者可以不从充电泵电路或VV和VG供电。例如，该另一电路可包括可以从数字供应DVDD和DVSS供电的数字滤波或数字延迟级。

此外，通过控制数据208所控制的增益/音量调整，可被包括在信号路径块214中。可数字执行增益/音量调整，即在DAC（未示出）之前，或者在模拟的非最终级中以模拟方式执行，或在输出驱动器218中/附近执行。

信号路径块214的输出被提供至一个负载（未示出），所述负载可以是头戴式受话器、扬声器、线路负载，或者另一类型的换能器，诸如一个触觉或压电换能器或一个超声换能器，可能地经由连接器（未示出）——例如单声道插头或立体声插头——提供至负载。因而，应理解，音频信号可包括转换为可听见声音的数据/从可听见声音转换的数据，所述可听见声音例如为音乐和语音等，但是音频信号可附加地或替代地包括用于驱动触觉换能器等的超声数据和/或波形，术语“音频”、“音频信号”和“音频输出链”应当被相应地理解。

如上面第一至第十二模式中所描述的，标称的充电泵双极性输出电压可以选择为+/-3*VV、+/-2*VV、+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/3、+/-VV/4、+/-VV/5或+/-VV/6中的一个。换句话说，开关控制器可以可操作以驱动所述开关矩阵，从而选择地提供相应于这些电压的模式。

可基于输入控制数据208经由充电泵控制块210选择来自充电泵电路202的输出电压（VP，VN）。输入控制数据208可以是例如音量控制信号，可独立于信号数据212。然后，充电泵输出电压可被设置以允许充足的动态余量，从而避免削波，甚至对于指定增益时的最大输入信号212。然而，如果输入信号始终小于期望的最大幅度，则充电泵输出电压将不必要地过大，因此浪费电力。因而，有利的是，使得充电泵输出电压以及可能地其他可操作参数可能地除了控制数据208还依赖于输入信号212。

因而，充电泵控制210可包括包络检测电路，以得出指示输入信号212的大小的信号Venv。该包络检测电路可以例如峰值检测输入信号，对信号幅值中的任何增大进行快速响应，具有相对短的上升时间（attack time），但是对输入信号中的任何减小反应较缓慢，具有较长的衰减时间。充电泵控制210可从信号Venv得出一个充电泵控制信号CPC，并且将该充电泵控制信号CPC输出至充电泵电路202的开关控制器206。

因而，控制信号CPC可指示信号数据212的包络的大小。然后，可基于该控制信号CPC来控制充电泵电路202，从而供应相应的输出电压VP、VN。因此，充电泵电路202的输出电压可随着控制信号CPC改变，使得相对大的包络将导致充电泵电路供应相对高的电压，相反，小的包络将导致充电泵电路供应相对小的电压。如果该包络检测器电路采用相对短的上升时间，则这将确保信号数据212中的快速尖峰会导致包络检测电路的快速反应，从而可做出快速响应，以增大供应电压，然而长的衰减时间将避免控制信号CPC的不必要的切换，因为极有可能的是，一个高幅度信号峰值之后将紧跟着另一高幅度信号峰值。

包络检测电路的另一实施例可包括一个检测器，以检测输入信号的包络Venv并且将该输入信号的包络Venv与某一阈值进行比较。如果检测到的包络低于所述阈值，则充电泵电路202可被控制以提供相对低的电压，如果检测到的包络高于所述阈值，则充电泵电路202将提供相对高的电压。为了避免充电泵电压电平之间的可能浪费的能量比节省的能量多的无价值切换，可能存在施加至该比较的某一滞后，或者可能存在一个施加的最小超时，之后充电泵202才被允许经由控制信号CPC接到指示，以减小其输出电压。

更一般地，包络检测电路系统可以不包含一个明确的峰值检测器或者实际的信号Venv，而是可由其他装置生成充电泵控制信号CPC，例如在没有峰值检测的情况下耦合至输入信号数据212的比较器，该比较器具有滞后和/或超时，从而有效地提供一种类型的包络检测，并且生成充电泵控制信号CPC。

依赖于上升时间常数和衰减时间常数，或者滞后或超时，来自包络检测器的信号Venv输出可较紧密地或者较不紧密地跟随瞬时输入信号212。本质上，它可跟踪瞬时输入信号。

如上文所陈述的，输出驱动器218和/或块216的元件可包括用于向那些变为输出信号的施加增益的装置。包络检测器优选地在这些增益块之前采集信号数据，使得输入信号在输出驱动器218中或输出驱动器218前的任何电路216中经受任何处理延迟之前被采样。具体地，电路216可在过采样DAC（未示出）前包括一个数字插值滤波器（未示出），该数字插值滤波器可向该信号引入处理延迟。任何这样的延迟会使对任何峰值检测器的上升时间的要求变松，给予充电泵202更多的时间来及时斜升至其输出电压，从而避免由于突然的信号尖峰所引起的过载。该包络检测器可包括一个非对称延迟，允许对信号电平中的任何增大进行快速响应，但是在其输出被允许开始衰减之前具有一个延迟，以避免在该信号传播通过上述处理延迟之前，充电泵输出衰减。

然而，由于来自驱动器218的输出信号的摆动受制于该可变增益，因此上游采样的信号并非直接代表输出信号。从信号是从哪里分出以应用至包络检测器的角度，存在多种方式来校正下游所施加的这个增益的效应：等效增益可被插入所施加的输入信号212和充电泵控制块210内的包络检测器之间的路径中；包络检测器输出信号的幅度可被调整为允许在信号路径中所施加的增益；施加至包络检测器输出信号的阈值电平可被调整以补偿程控增益。

换句话说，在施加增益控制或音量信号所控制的增益之前，充电泵202可被从输入音频信号得出的充电泵控制信号所控制，充电泵控制信号根据该增益控制或音量信号来调整。

充电泵控制块210还可具有一个输出，用于控制放大器块218的偏置电流级。例如，假定以输入信号大小或音量设置为基础，如果可以预测从驱动器级218输出的信号是小的，则可在不造成太多或者甚至任何失真的情况下减小至少输出级的偏置。如果输出驱动器被设置为低增益，则可减少在前级对总输出噪声的贡献，因此在不显著影响该输出噪声的情况下，可减小这些级的输入级偏置。这些偏置可方便地经由充电泵控制块210来控制。

来自充电泵控制块210的控制信号被提供至开关控制器206。开关控制器206输出用于充电泵202的开关矩阵204中的开关的驱动信号。

开关控制器206可基于来自充电泵控制210的控制信号，来控制开关矩阵204，以提供必要的开关选择和阶段，从而在（VP，VN）生成一个选定的双极性输出电压值。如上文所描述的，标称双极性输出电压可被选择为+/-3VV、+/-2VV、+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/3、+/-VV/4、+/-VV/5或+/-VV/6。

此外，开关控制器206可基于控制数据208（例如，音量控制信号）或者包络检测器输出信号来控制开关矩阵204，以改变充电泵的其他操作参数，例如开关矩阵204中的开关的切换的频率或次序，从而当预料是小负载时减少切换活动，但是当预料是大负载时不产生过度的脉动。

因而，可根据从开关控制器前馈的控制信号来调制充电泵202的开关的切换频率，或状态的次序或选择，或者其他操作参数。然而，在一些实施方案中，开关的切换或其他操作参数可受到从充电泵输出节点反馈的信号的影响。

参考图20b，示出充电泵控制块210控制充电泵202，该充电泵202包括由开关控制块206所控制的开关矩阵204，即开关的网络，从而生成一个合适的充电泵双极性输出电压（VP，VN）。在图20b中，明确地示出了开关控制块206的一个实施方案的更多细节。示出开关控制块206包括一个定序器（sequencer）250，该定序器250在控制逻辑块252的控制下驱动开关矩阵中的开关，该控制逻辑块252可为时钟分频器（clock divider）254选择一个分频比（division ratio）N，该时钟分频器254在进入时钟CK被施加至定序器250之前分割该进入时钟CK的频率，以及该时钟分频器254可为定序器250选择所存储的各种次序中的一种以排序通过。控制逻辑252还根据各种其他输入由各种其他输出来控制定序器输出，这将在下面进行描述。

如上文所提及的，在切换开关时由充电泵202所消耗的电力可通过中断切换次序而减小，仅当储存电容器（CRP，CRN）上的电压具有足够的压降，以使得它值得耗费切换必要开关所涉及的能量时才激活这些开关。可通过如下方式来检测电压压降：比较实际输出电压与一比较电压，等于也就是，电压小于目标一个等于可容许电压压降的量，以及，将所述比较的结果作为比较控制信号传送至开关控制器206中的控制逻辑252，以中断该排序。

在图20b中，示出充电泵输出电压VP输入至比较器256，其中输入至比较器256的充电泵输出电压VP与一个比较电压Vcomp进行比较，该比较电压Vcomp选自多输入、多输出的多路器258的多个比较电压（VenvP，VenvN，Vref1，Vref2，VV/2-50mV，VV/4.2）输入中的一个。比较器输出信号Vco被输入至控制逻辑块252中的一个逻辑。这个控制逻辑块可经由标注为“Stop”的输入来命令该定序器停止排序。

可通过等效装置执行该比较。例如，可通过差分放大器级（未示出）来生成差值电压，该差值电压代表标称输出电压和实际输出电压之间的差，该差值电压可与代表类似于比较器256的比较器可允许的压降的参考进行比较。

类似地，差值输出电压，即VP-VN，可通过差分放大器级（未示出）来生成，该差值电压与一个阈值电压进行比较。

在任一情形中，该差值电压的生成可包括某一低通滤波以平滑掉切换尖峰，或者可包括某一高通滤波，以使得该比较对压降的斜率（slope）中的任何增大都灵敏，从而试图预料负载中的任何增大。

上文所描述的充电泵电路的标称输出电压是输入供应电压的一个有理分数，或者可能地不合适，或者是输入供应电压的倍数，从而比较电压Vcomp可被设置为略微低于供应电压的该分数，例如标注为“VV/2-50mV”或“VV/4.2”的自释性多路器输入。替代地，该比较电压Vcomp可被设置成一个绝对值，例如标注为Vref1和Vref2的多路器输入，可能地从独立于供应的电压参考（例如带隙电压参考）得出，尤其是如果最大放大器输出信号按照绝对电压被明确限定，而非自身是供应电压的一个分数。

当以相应于一个特定的标称双极性输出电压——假定+/-VV/2——的模式操作时，如果参考被设置为一个独立于供应的值以及所施加的供应电压增大到其最小值或者其标称值以上，则输出电压因此会稳定为一个较低的电压，可能地一个显著较低的电压。然而，充电泵可仍被认为以相应于与一个模式相关联的标称输出电压的该模式操作。

该比较电压Vcomp可以是固定的，或者在使用时可被改变，例如根据所选定的充电泵的输出电压，例如通过更改多路器连接的控制逻辑，或者所接收的参考电压的某一其他更改。

该比较电压Vcomp可以是可变的，例如基于图20b中所示出的包络检测器的输出Venv。如果输入音频信号212变小，则储存电容器将被允许放电至一个同样小的值或者某一最小动态余量动态余量电压，之后被再充电，从而节省了切换能量。

每一储存电容器电压（VP，VN）可相对于对应的比较电压被独立监控。示出充电泵输出电压VN输入至第二比较器260，以生成供控制逻辑块252使用的第二比较器输出信号Vco2。为方便起见，如所示出的，VN可被反相，之后输入比较器260，这方便地允许如果期望的是对称响应，则一个共同的比较电压被两个比较器使用。

然后，开关控制器206中的合适的逻辑可从Vco和Vco2确定哪个储存电容器或哪些储存电容器需要再充电，从而可相应地调制切换次序，进而有效地处理非对称负载。控制逻辑252输入控制信号PP和PN，控制信号PP和PN指示定序器优先考虑那些会分别为储存电容器CRP或CRN再充电的切换状态。如果任何一个储存电容器都不需要再充电，则可中断切换次序，即停止，直至储存电容器（CRP，CRN）中的一个上的电压的压降确实足以值得耗费为其再充电所需要的切换能量。

如果充电泵控制210中的包络检测器提供了对输入信号212的幅值的指示，则该共同的幅值信号Venv可被用于正充电泵输出电压VP和负充电泵输出电压VN。如果包络检测器提供对输入信号的正包络和负包络的单独指示，示出为VenvP和VenvN，则用于正充电泵输出电压和负充电泵输出电压的比较电压可被独立控制，并且可不再被平衡在地附近，尤其如果输入信号212是非对称的。换句话说，至少在一些时间，实际的双极性输出电压可以是非对称的，纵然在充电泵操作模式的标称双极性电压是对称的情况下。

图20c示出了一个输入信号波形以及相应的包络，以及针对该情形的充电泵输出电压波形。该正包络VenvP跟随信号的快速正斜坡，但是在峰值之后仅缓慢地衰减，直至到达下一个较小的峰值。负包络VenvN衰减至一个预设的最小值，直至信号变得相当负。这些包络还从输入信号移位一个预定的动态余量容差。随着每次VP衰减降至包络VenvP储存电容器CRP被再充电，充电泵输出电压VP跳起，之后以依赖于信号幅度（即，依赖于负载电流）的速率衰减降回至包络VenvP。

储存电容器的放电所引起的输出电压的这种衰减称为输出电压的“压降”，该术语还用于包括由于开关上的电阻和类似效应所导致的与标称的任何电压差值。

因而，当VP为正斜坡时，存在频繁的再充电事件，但是当VP为负斜坡或负压降时（具体地，当信号减小至零附近或者负时），再充电事件相对少。（即使对于负信号，仍可从CRP取得某一电流，从而为放大器输出级的元件供电。）类似地，仅当相应的信号和包络VenvN为负斜坡或负压降时，CRN被频繁地再充电。

在最大的再充电速率处，输出电压可上升至接近于所采用的一组状态（即，模式）的标称输出电压。例如，该最大充电泵输出电压可以是+/-VV/2。为了允许偶然突发的较大信号，或者为了在信号在一个时间段变小时增大效率，可更改可用的该组状态（即，充电泵的基本操作模式），例如根据基于检测到的包络的控制信号CPC。例如，大的包络可导致将模式改变为一种能够生成+/-VV的模式，或者小的包络可导致将模式改变为一种能够生成至多+/-VV/4的模式。在这种情形中，充电泵的操作将受到前馈控制信号和反馈控制信号二者的影响。

因而，开关控制器206可基于经由从充电泵输出电压所得出的一个比较控制信号或多个比较控制信号的反馈，来控制开关矩阵204，从而调制充电泵202的操作参数。因而，开关控制器206可基于经由充电泵控制器210前馈的控制信号，或者可基于经由与充电泵输出电压的比较反馈的控制信号，来控制开关矩阵204。开关控制器206可基于反馈控制信号或前馈控制信号（包括使用这两种组合的可能性）来控制开关矩阵204，从而调制充电泵202的操作参数。

开关控制器206还可基于反馈控制信号或前馈控制信号来控制开关矩阵204，以改变所使用的一些或者全部开关的尺寸，从而在大负载时最小化供应压降，而在小负载时，减小每一开关转变所要求的能量。可通过激活或者不激活开关的平行元件（例如，MOS开关的平行段）的切换来改变有效的开关尺寸（在MOS晶体管开关的情形中与总的晶体管宽度成比例）。通过示出定序器具有逻辑输入“As”以指示期望大的开关还是小的开关，以及，例如控制每一开关（例如，MOS开关）S1的对应部分的S1A和S1B的两个控制线，图20b示出了这种可能性。通常，S1A和S1B将通过相同的信号来驱动，当要求时，激活S1的这两个部分。但是如果控制逻辑252断言定序器的输入“As”，则可不激活相应于S1B的开关元件，从而减小S1的有效尺寸。其他开关例如Sn的有效尺寸可类似地经由类似的成对的控制线SnA和SnB而被控制。可通过相同的输入“As”来影响所有开关的尺寸，或者经由类似的输入单独地控制所有开关的尺寸，或者一些开关的尺寸可维持恒定。

开关控制器206还可基于反馈控制信号或前馈控制信号来控制开关矩阵204，以改变施加至输入时钟的边缘的高频抖动（dither）的幅值，该输入时钟控制切换阶段的定时。该高频抖动信号可被包括，从而在小负载时减小输出中的伪音调（spurious tone），但是在大负载时保持负载循环和输出阻抗，其中任何这样的音调将往往被所施加的信号随机化。可通过从控制逻辑输出至生成由定序器所使用的时钟CLK的时钟链中的某一电路的控制信号来控制该高频抖动。控制逻辑可调制一个因子N，时钟分频器254通过该因子N来对输入时钟CK分频，或者可通过某一更复杂的上游电路（未示出）来生成该高频抖动，例如通过已知技术使得该高频抖动频谱噪声成形（noise shape）。

充电泵202的输出电流还可被监控，从而来调制充电泵的操作参数，例如根据负载改变充电泵202的切换频率。

在一个实施方案中，如果检测到高电流（指示连接低阻抗），则可推断是头戴式受话器的负载，在这种情形中，音量应当被限制以避免头戴式受话器或使用者过载，从而来自充电泵202的输出级供应电压（VP，VN）可被减小，或者如果在一时间段期间仅检测到低电流（指示仅连接高阻抗负载），则可假设是线路负载，在这种情形中，要求最大输出摆动以最大化信噪比，随后要求充电泵202输出相对高的供应电压同时输出负载电流相对低，或者该设备可被假设为由外部周边设备或附件（例如扩展坞）供电，线路输出连接至所述外部周边设备或附件，因此功率效率较不重要。

电流感测块可监控一个或多个开关两端的电压压降，例如开关矩阵204中的MOS开关的漏极-源极电压。在图20b的实施方案中，示出信号VsnsP和VsnsP从开关矩阵出现，代表矩阵的MOS开关的每一端子处的电压。然后，示出了通过比较器262将它们的差值与一个阈值信号进行比较，以生成供控制逻辑252使用的相应的逻辑信号，从而调制充电泵输出电压或其他操作参数。

电流还可通过输出驱动器放大器内的电路来感测。可能地，这还可用于诸如检测驱动器放大器输出上对地的短路的功能。在该情形中，感测电流或者从该感测电流得出的指示过量电流的逻辑信号可被传输至充电泵控制210而非控制逻辑252，或者除了传输至控制逻辑252之外可被传输至充电泵控制210。这在图20b中通过输入至充电泵控制的输出状态检测信号来示出。这样的输出状态检测信号还可接收自其他源，例如接收自用于将驱动器放大器连接至负载的输出插头插孔上的插头检测触点。

尽管图20a中所示的系统仅示出了来自信号路径块214的单个输出路径，但是应理解，图20a的系统可通过提供具有合适的控制装置的如图21中所示的附加的信号路径块214’（未示出）来适配用于立体声输出。实际上，假定左通道和右通道可能相关，不值得耗费供应具有独立输出的两个充电泵，所以相应于最大需求的共同控制将被施加至一个公用充电泵。通常，多个通道，例如环绕声格式，诸如2.1、5.1或7.1，可共享具有充电泵控制信号的合适组合的共同的充电泵。

如上文所陈述的，供应至充电泵控制块210的控制数据可包括启动/关断命令。这些可经由开关控制器206来施加，以更改切换阶段的次序或持续时间或者所使用的开关的有效尺寸或电阻（例如，通过调制施加至MOS开关的门驱动电压）。

控制数据还可包括一些命令，以忽略任何包络检测或音量控制数据，以及直接控制开关控制器206的设置，例如可能地在系统启动期间设置一个固定的充电泵步降比例，或者在输出信号是已知的（例如是一个固定的幅度音调）时允许包络检测器掉电。该控制数据可源自某一传感器，可能地源自一个机械开关或某一接近检测器，该接近检测器检测移动设备何时被连接至扩展坞。负载可以已知为线路负载，因此优选地输出信号将被增大，以最大化信噪比，且在任何情形中，该设备可从扩展坞供电，使得输出级效率不再如此重要。因而，可通过硬件或软件来设置控制数据，以禁用和忽略任何包络检测电路。

尽管图32b示出的电路实现了对反馈信号的所有各种响应，但是可能地，一个具体的实施方案将仅要求这些响应的子集，从而该电路可被简化，例如通过一个简单的硬线参考电压连接来替换多路器以及其参考电压输入的大部分。

开关矩阵204中的切换路径可被实施作为MOS开关。具体地，切换路径例如S2AVN和S2BVN可被实施作为NMOS开关。图22a示出了一个NMOS开关的剖视图。

在操作时，NMOS的源极、漏极会经受负电压VN。如果这些电压中的任一个比p衬底更负，则结将前向偏置，且将节点钳制为从衬底电压下降的二极管。还存在一个可能的锁定以及将电荷注入到不期望的节点中，例如经由寄生npn行动（action）。为避免此，衬底可被连接至芯片上最负的电压，可能地VN。然而，这将更改芯片上每一NMOS的阈值电压，随着VN改变而改变，并且耦合芯片的VN上的任何噪声。此外，在一些切换状态（例如，第十二模式，状态PT，图17a），节点例如CF2B可实际上比VN更负，所以在这个阶段，这个节点将需要将整个衬底泵为负的。

为了避免此，并且为了允许对于电路的其余部分衬底为地，可使用深阱（deep-well）（或“三重阱（triple-well）”）选项来绝缘VN开关下方的衬底，所述深阱（或“三重阱”）可利用现代集成电路制造工艺提供。图22b示出了配置有对应的主体连接的VN。横向n阱和下方的深n阱植入物使这些区域绝缘。如果V阱是芯片上最正的电位，则到这些阱的结不能够最终前向偏置。

对于S2AVN，NMOS主体可被硬线连接至VN，这是因为2A从未变得低于VN。然而，S2BVN呈现了更多的困难性。考虑例如在第十二模式中的操作，在状态PT中，节点2B比VN负2*VV/6，在其他阶段，它比VN更正：附加的开关需要被添加以将S2BVN的主体切换至源极或漏极，依赖于源极或漏极中的哪个更负。这些将借助于每个阶段中来自开关控制器的额外线路而被控制，但是可能的是，实施如下一个电路，该电路比较两个节点电压并且自发地将主体切换至更负的一个。

类似地，在放大器内部还存在从会需要类似的NMOS主体连接的VN供电的NMOS。图22c示出了一个NMOS输出级。如果VB是常数，则存在一个类别A的源极跟随器，或者可通过A上的输入信号来调制MN2门电压，以实施一个类别AB的输出级。在该情形中，MN2的p主体在VN处偏置，所以环绕的n阱可被偏置在地处，不具有前向偏置的风险。然而，MN1的p主体被连接至Vout，Vout可被拉高至VP附近，因此环绕该p主体的n阱需要被偏置至VP（或者更高）。

图22d示出了一个COMS输出级，再次可能地在A和B之间具有键合（linkage），以给出一个类别AB的输出级。如果PMOS阱与绝缘n阱都连接至VP，则PMOS阱可与绝缘n阱联合（参看图，标注为A），或者如果MN2绝缘阱连接至例如VG，则PMOS阱与绝缘n阱分立（参看图，标注为B）。

上文的描述总体涉及切换路径，应当理解，每一切换路径可包含单个开关。替代地，每一切换路径可根据期望包含任何数目的分立开关，从而有效地管理每一切换路径两端的电压应力。

可通过硬线逻辑来控制充电泵的电路。但是随着更便宜、更快速的处理变得可用，可能期望的是，在加载有合适的软件算法的通用DSP硬件中实施一些功能，例如包络检测。

切换路径可使用替代的切换结构，例如MEMS中继。

可能方便的是，出于物理布局原因或出于供应噪声管理原因，提供多于一个的物理端子（例如，封装管脚、引线或锡球）用于输入供应和地，或者可能地充电泵输出节点，其中在使用时，考虑的端子在底层衬底或印刷电路板上被连接在一起。然后，这些端子将构成单个节点。在一些情形中，所述连接可与该集成电路相距某一距离，从而为印刷电路板提供一个星形地联接点，但是仍构成单个节点。

上述实施方案使用两个飞跨电容器和相关联的开关矩阵或开关的网络。在其他实施方案中，所描述的充电泵可构成更大的开关的网络的一部分，或者使用多于两个飞跨电容器，例如生成其他电压。然而，如果这些附加的切换路径或飞跨电容器被移除，则剩余的电路仍可按上述实施方案所描述的那样被操作。

上文所描述的实施方案中的电容器和输出上的电压的极性已假设为将一个正的输入供应电压VV（或VW）施加至充电泵。通过负的输入供应电压，通过随后对电压的极性进行调节，等效的电路和操作也是可能的。

总之，本发明的实施方案提供了来自充电泵的一对双极性输出电压，充电泵是低功率、低成本的充电泵，尤其适合于电池供电设备。所描述的实施方案还可适用于更高功率的放大器，其中驱动器上的减小的功率耗散而非消耗是问题，音频赝象的消除或至少最小化是关键的。

尽管上文关于音频放大器描述了本发明，但是如普通技术人员将明了，本发明还可适用于其他系统，尤其是那些加载有类似频率的信号的那些驱动，例如触觉换能器驱动和超声驱动器。

Claims

1.一种充电泵电路，可操作以输出一个双极性输出电压，包括：

一个输入节点(VV)和一个参考节点(VG)，用于连接至一个输入电压；

第一输出节点(VP)和第二输出节点(VN)，被布置以输出所述双极性输出电压；

两对飞跨电容器节点(CF1A，CF1B；CF2A，CF2B)；

一个切换路径的网络，用于互连所述节点；以及

一个控制器，可操作以控制所述切换路径的网络，从而当与连接至所述飞跨电容器节点的第一飞跨电容器(CF1)和第二飞跨电容器(CF2)一起使用时，提供+/-VV/4的双极性输出电压，第一储存电容器(CRP)连接在所述第一输出节点(VP)和所述参考节点(VG)之间，第二储存电容器连接在所述参考节点(VG)和所述第二输出节点(VN)之间；

其中所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，使得在第一切换状态中，所述第一飞跨电容器(CF1)、所述第二飞跨电容器(CF2)和所述第一储存电容器(CRP)串联连接在所述输入节点(VV)和所述参考节点(VG)之间；

在第二状态，所述第二飞跨电容器(CF2)和所述第一储存电容器(CRP)串联连接，以及串联连接的所述第二飞跨电容器(CF2)和所述第一储存电容器(CRP)与所述第一飞跨电容器(CF1)并联连接，所述第一飞跨电容器的一个节点连接至地；以及

在第三状态中，所述第二飞跨电容器(CF2)和所述第一储存电容器(CRP)并联连接；以及

在第四状态中，所述第二飞跨电容器(CF2)和所述第二储存电容器(CRN)并联连接。

2.一个充电泵电路，可操作以输出一个双极性输出电压，包括：

两对飞跨电容器节点(CF1A，CF1B；CF2A，CF2B)；

一个切换路径的网络，用于互连所述节点；以及

一个控制器，可操作以当与连接至所述飞跨电容器节点的两个飞跨电容器一起使用时控制所述切换路径的网络，从而选择地提供+/-VV/6的双极性输出电压，其中VV是输入供应电压，其中：

当与连接至所述飞跨电容器节点的第一飞跨电容器(CF1)和第二飞跨电容器(CF2)一起使用时，第一储存电容器(CRP)连接在所述第一输出节点(VP)和所述参考节点(VG)之间，第二储存电容器连接在所述参考节点(VG)和所述第二输出节点(VN)之间；

所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，使得在第一切换状态中，所述第一飞跨电容器(CF1)、所述第二飞跨电容器(CF2)和所述第一储存电容器(CRP)串联连接在所述输入节点(VV)和所述参考节点(VG)之间；

在第二状态中，所述第二飞跨电容器(CF2)和所述第一储存电容器(CRP)串联连接，以及串联连接的所述第二飞跨电容器(CF2)和所述第一储存电容器(CRP)与所述第一飞跨电容器(CF1)并联连接，所述第一飞跨电容器的一个节点被连接至地；

在第三状态中，第一飞跨电容器节点(CF1A)连接至所述参考节点(VG)，第二飞跨电容器节点(CF1B)连接至第四飞跨电容器节点(CF2B)，第三飞跨电容器节点(CF2A)连接至所述第二输出节点(VN)；以及

在第四状态中，所述第二飞跨电容器(CF2)连接在所述第一输出节点(VP)和所述第二输出节点(VN)的两端。

3.根据权利要求2所述的充电泵电路，其中所述第一飞跨电容器(CF1)上的稳态电压是VV/2，以及所述第二飞跨电容器(CF2)上的稳态电压是VV/3。

4.一种充电泵电路，可操作以输出一个双极性输出电压，包括：

两对飞跨电容器节点(CF1A，CF1B；CF2A，CF2B)；

一个切换路径的网络，用于互连所述节点；以及

一个控制器，可操作以当与连接至所述飞跨电容器节点的两个飞跨电容器一起使用时控制所述切换路径的网络，从而选择地提供+/-VV/5的双极性输出电压，其中VV是输入供应电压，

其中：

当与连接至所述飞跨电容器节点的第一飞跨电容器(CF1)和第二飞跨电容器(CF2)一起使用时，第一储存电容器(CRP)连接在所述第一输出节点(VP)和所述参考节点(VG)之间，以及第二储存电容器连接在所述参考节点(VG)和所述第二输出节点(VN)之间；

所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，使得在第一切换状态中，所述第二飞跨电容器(CF2)、所述第一储存电容器(CRP)和所述第二储存电容器(CRN)串联连接，且串联连接的所述第二飞跨电容器(CF2)、所述第一储存电容器(CRP)和所述第二储存电容器(CRN)与所述第一飞跨电容器(CF1)并联连接；

在第二状态中，所述第二飞跨电容器(CF2)、所述第一储存电容器(CRP)和所述第二储存电容器(CRN)彼此串联连接，所述第一飞跨电容器(CF1)与串联连接的所述第二飞跨电容器(CF2)、所述第一储存电容器(CRP)和所述第二储存电容器(CRN)并联连接；

5.根据权利要求4所述的充电泵电路，其中所述第一飞跨电容器(CF1)的稳态电压是3VV/5，以及所述第二飞跨电容器(CF2)的稳态电压是VV/5。

6.一种充电泵电路，可操作以输出一个双极性输出电压，包括：

两对飞跨电容器节点(CF1A，CF1B；CF2A，CF2B)；

一个切换路径的网络，用于互连所述节点；以及

一个控制器，可操作以当与连接至所述飞跨电容器节点的两个飞跨电容器一起使用时控制所述切换路径的网络，从而选择地提供+/-3*VV的双极性输出电压，其中VV是输入供应电压，其中：

当与连接至第一和第二飞跨电容器节点(CF1A，CF1B)的第一飞跨电容器(CF1)和连接至第三和第四飞跨电容器节点(CF2A，CF2B)的第二飞跨电容器(CF2)一起使用时，第一储存电容器(CRP)连接在所述第一输出节点(VP)和所述参考节点(VG)之间，以及第二储存电容器连接在所述参考节点(VG)和所述第二输出节点(VN)之间；

所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，使得在第一切换状态中，所述第一飞跨电容器节点(CF1A)被连接至所述输入节点(VV)，以及所述第二飞跨电容器节点(CF1B)被连接至所述参考节点(VG)；

在第二状态中，所述第二飞跨电容器节点(CF1B)被连接至所述输入节点(VV)，所述第一飞跨电容器节点(CF1A)被连接至所述第三飞跨电容器节点(CF2A)，以及所述第四飞跨电容器节点(CF2B)被连接至所述参考节点(VG)；

在第三状态中，所述两个飞跨电容器串联连接，该串联连接的两个飞跨电容器并联连接在所述第二储存电容器(CRN)的两端；以及

在第四状态中，所述串联连接的两个飞跨电容器并联连接在所述第一储存电容器(CRP)的两端。

7.根据权利要求1至6中任一项所述的充电泵电路，其中所述控制器还可操作以控制所述切换路径的网络，从而选择地提供第二输出电压，所述第二输出电压相应于由+/-3VV、+/-2VV、+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/3、+/-VV/4、+/-VV/5或+/-VV/6组成的组中的一个。

8.根据权利要求7所述的充电泵电路，其中所述第二输出电压相应于+/-VV、+/-VV/2、+/-VV/3、+/-VV/4、+/-VV/5或+/-VV/6的双极性输出电压。

9.根据权利要求1至6中任一项所述的充电泵电路，其中所述第一输出节点(VP)和所述第二输出节点(VN)的至少一个输出电压与一个阈值电平进行比较，或者所述第一输出节点(VP)和所述第二输出节点(VN)之间的差值电压与一个阈值电平进行比较。

10.根据权利要求9所述的充电泵电路，其中所述阈值独立于所述输入电压VV。

11.根据权利要求9所述的充电泵电路，其中当与连接在所述第一输出节点(VP)和所述参考节点(VG)之间的第一储存电容器(CRP)和连接在所述参考节点(VG)和所述第二输出节点(VN)之间的第二储存电容器一起使用时，

所述控制器可操作以控制所述切换路径的网络，使得当所述第一输出节点(VP)的输出电压的幅值小于第一阈值时，第一储存电容器(CRP)被再充电，以及当所述第二输出节点(VN)的输出电压的幅值小于第二阈值时，所述第二储存电容器(CRN)被再充电。

12.根据权利要求11所述的充电泵电路，其中所述控制器可操作以响应于一个控制信号，将切换状态的次序从一个循环改变为另一循环。

13.根据权利要求12所述的充电泵电路，其中所述控制器可操作以通过改变一个循环中的切换状态的顺序和/或数目，来修改切换状态的次序。

14.根据权利要求12所述的充电泵电路，其中所述控制器可操作以通过在一个循环中省去和/或替换一个或多个切换状态，来修改切换状态的次序。

15.根据权利要求12所述的充电泵电路，其中所述控制信号包括下列中的至少一个：负载电流需求的指示或输出电压电平的指示。

16.根据权利要求12所述的充电泵电路，其中所述控制信号包括来自所述第一输出节点(VP)和所述第二输出节点(VN)中的至少一个的信号反馈。

17.根据权利要求16所述的充电泵电路，包括用于生成差值电压的装置，以及一个对所述差值电压进行滤波的滤波器。

18.根据权利要求16所述的充电泵电路，其中所述控制信号包括在所述第一输出节点(VP)和所述第二输出节点(VN)中的至少一个处的电压压降的指示。

19.根据权利要求16所述的充电泵电路，其中所述控制信号指示哪个输出节点需要再充电。

20.根据权利要求19所述的充电泵电路，其中所述控制器被配置以修改切换状态的次序，从而优先考虑将为需要再充电的输出节点再充电的切换状态。

21.一种音频输出链，被配置为接收一个输入音频信号(212)并且处理该音频信号以驱动一个负载，所述负载包括下列中的至少一个：头戴式受话器、扬声器、线路负载、触觉换能器、压电换能器和超声换能器，其中所述音频输出链包括根据权利要求1-6任一项所述的充电泵电路。

22.根据权利要求21所述的音频输出链，其中所述控制器可操作，从而依赖于所述充电泵的输出中的至少一个与一个阈值电平的比较，来控制开关的网络的切换次序。

23.根据权利要求22所述的音频输出链，其中所述阈值电平独立于所述输入电压(VV)。

24.根据权利要求22所述的音频输出链，还包括一个充电泵控制器(210)，其中所述充电泵控制器(210)可操作以接收一个控制信号(208)，所述阈值电平依赖于所述控制信号(208)。

25.根据权利要求24所述的音频输出链，其中所述控制信号(208)是一个增益信号或音量信号。

26.根据权利要求21所述的音频输出链，其中

27.根据权利要求24所述的音频输出链，其中所述充电泵控制器(210)可操作以接收所述输入音频信号(212)，以及其中所述阈值电平依赖于所述输入音频信号(212)。

28.一种集成电路，包括根据权利要求1-6中任一项所述的充电泵电路。

29.一种音频设备，包括根据权利要求1-6中任一项所述的充电泵电路。

30.一种根据权利要求29所述的音频设备，其中所述音频设备是下列中的至少一个：电池供电设备、便携式设备、个人音频设备、个人视频设备；移动电话、个人数字助理、游戏设备、膝上型电脑，以及卫星导航系统。

31.一种根据权利要求30所述的音频设备，其中所述便携式设备是便携式计算设备。