CN103441728A - 一种igbt型串级调速系统有源滤波器控制系统和控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种IGBT型串级调速系统有源滤波器控制系统，包括数学模型构建单元，用于建立逆变器在三项静止坐标系下的数学模型，并将其进行Park变换为dq0坐标系下的数学模型；线性化单元，用来将dq0下的数学模型进行状态反馈精确线性化；变结构控制单元，用来以指数趋近律的方法设计逆变器交流侧电流分量的控制律，得到最终系统控制输入量；控制信号输出单元，用来将系统控制输入量后经Park逆变换和正弦脉宽调制，得出逆变器的驱动控制信号。本发明公开的控制系统设计简单、鲁棒性强，当系统内部参数发生扰动或者受到外部干扰时，仍能有效地抑制进线电流中的非工频分量，而且电动机转速调节效果良好。

Description

一种IGBT型串级调速系统有源滤波器控制系统和控制方法

技术领域

本发明涉及绕线式异步电动机串级调速系统逆变器的控制器设计，属于电机调速节能装置设计领域。

背景技术

我国电力资源短缺，节能对国民经济的发展有深远影响。风机和泵类负载在各类工矿企业中应用数量众多，分布面极广，耗电量巨大，而其本身调速范围不大、系统动态性能不高。在众多的调速装置中，转子侧串级调速系统因为其可靠性高、成本低等优点，成为绕线式电动机中性价比较高的一种调速装置。

现在工业上常用的是带斩波器的晶闸管串级调速系统。这种调速系统逆变器采用的是晶闸管相控方式，通过调节斩波器的占空比来实现调速的目的，该系统的缺点是功率因数不高，而且返回到定子侧的逆变电流从本质上讲仍为宽度为120°的矩形波，含有大量的谐波；同时由于整流侧为不可控整流器，电机转子侧也含有间谐波分量，通过电动机自身磁场的耦合作用，同样会影响定子侧的电流波形。有人用IGBT型逆变器代替晶闸管逆变器，通过SPWM或SVPWM调制技术，实现了逆变变压器回馈到定子侧的电流的正弦化，大大减少了进线电流的谐波含量，但很少人考虑转子耦合到定子侧的那些非工频分量，串级调速系统还是会给电网带来污染。

发明内容

针对现有技术的缺陷，本发明公开了一种用于IGBT型串级调速系统有源滤波器的控制系统，通过控制回馈到定子侧的电流，以消除从转子耦合到定子侧的间谐波，即使得逆变器还兼有有源滤波器的功能。

本发明的系统设计采用基于瞬时无功理论的有源滤波技术，利用精确线性化的方法将原非线性系统数学模型变为伪线性系统及实现多输入多输出的解耦。在此伪线性系统的基础上，应用滑模变结构控制来设计控制策略，达到抑制进线电流中的谐波的目的。

为实现上述目的，本发明是通过下述技术方案实现的：

一种IGBT型串级调速系统有源滤波器控制系统，包括数学模型构建单元，用于建立逆变器在三项静止坐标系下的数学模型，并将其进行Park变换为dq0坐标系下的数学模型；线性化单元，用来将dq0下的数学模型进行状态反馈精确线性化；变结构控制单元，用来以指数趋近律的方法设计逆变器交流侧电流分量的控制律，得到最终系统控制输入量；控制信号输出单元，用来将系统控制输入量后经Park逆变换和正弦脉宽调制，得出逆变器的驱动控制信号。

进一步的，本发明公开了用于IGBT型串级调速系统有源滤波器的控制方法，包括下述步骤：

1)首先建立逆变器在三项静止坐标系下的数学模型，并将其Park变换为dq0坐标系下的数学模型；

2)将dq0下的数学模型进行状态反馈精确线性化解耦；

3)以指数趋近律的方法设计逆变器交流侧电流分量的控制律，得到最终系统控制输入量；

4)将系统控制输入量后经Park逆变换和正弦脉宽调制，得出逆变器的驱动控制信号。

通过上述系统和方法，建立了IGBT结构及SPWM调制的逆变器数学模型，针对其非线性和强耦合特性，采用精确线性化解耦；由于滑模变结构控制具有对内部摄动和外部干扰的不灵敏性和物理实现简单等优点，对该系统采用滑模变结构控制，以实现谐波、间谐波的抑制。

最后，本发明公开了一种IGBT型串级调速系统有源滤波器，基于上述控制系统进行有效运作，该有源滤波器包括电动机，电动机转子侧连接二极管不可控整流器用来将交流电流逆变成为直流；整流后经过Boost升压电路模块，实现逆变侧直流电压和整流侧直流电压的匹配；然后通过控制斩波用IGBT的通断，实现转速的调节；逆变器将直流电逆变为交流，并返回转差功率；最后通过变压器将串级调速系统连接到定子侧的电网；其中斩波用IGBT连接有斩波用IGBT控制系统，采用转速电流双闭环PI控制；IGBT逆变器采用权利要求1所述的控制系统。

其中，该有源滤波器还包括谐波检测单元，该谐波检测单元基于瞬时无功功率理论的pq检测法，检测电机定子侧含有的谐波、间谐波分量。

通过检测分析电动机转子侧和定子侧的电流谐波情况，将基于瞬时无功功率理论的谐波检测方法应用于串级调速系统中出现的，有转子侧耦合到定子的电流中的间谐波。

与已有技术相比较，本发明的有益效果是设计方法简单、控制系统鲁棒性强，当系统内部参数发生扰动或者受到外部干扰时，仍能有效地抑制进线电流中的非工频分量，而且电动机转速调节效果良好。

附图说明

图1为IGBT型串级调速系统的结构框图；

图2为基于瞬时无功功率理论的pq检测法框图；

图3为带滤波环节的IGBT串级调速系统附加变结构控制的原理图；

图4为本发明所用控制器的设计方法流程图；

具体实施方法

图1为IGBT型串级调速系统的原理图，其中UR为二极管不可控整流器，中间模块为Boost升压电路，后端为IGBT三相全控桥式逆变电路，逆变变压器T1将能量引回至电机定子侧。

其中，电感L起滤波和储能、抑制转子电流脉动、减少定子电流高次谐波分量的作用。电容C和二极管一起组成斩波器的缓冲电路。

由于串级调速系统整流侧采用的是二极管不可控整流器会使转子电流产生谐波。同时，受转子侧漏感的影响，整流过程会产生换相重叠的现象，并且由于平波电抗为有限值，直流侧电流还会产生脉动。用Graham-Schonholzer法分析交流侧波形可知，转子电流中6m±1(m＝1，2，3…)次谐波，这些谐波频率并不固定，随转差率的改变而变化，并且在一般情况下相对于工频来说就是间谐波。这些间谐波所建立的空间旋转磁场会在电机定子侧感应出相应的间谐波电流，其频率如下式：

f_m＝(1±6ms)f₁，(m＝1，2，3…) (1)

式中，f₁为工频50Hz。

由上式可知，定子侧电流非工频分量会随转差率的不同而连续变化。除s＝1/6，1/3，1/2，2/3，5/6，1等特定的转速下为整数倍工频谐波外，其余都为非整数倍的间谐波。

为了检测上述产生的谐波，参考图2，本发明公开了所采用的谐波检测单元的原理图，其基于瞬时无功功率理论的pq检测法。假设电网电压无畸变，定子电流中含有转子耦合过来的间谐波，定子侧电压电流可以分别表示为：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_a=E\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\\ u_b=E\sin (\mathrm{\ωt}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ u_c=E\sin (\mathrm{\ωt}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right.---\left(2\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{i}_a=\underset{k}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{I}_k\sin (\mathrm{k\ωt}+{\mathrm{\θ}}_k)\\ i_b=\underset{k}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{I}_k\sin [k(\mathrm{\ωt}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})+{\mathrm{\θ}}_k]\\ i_c=\underset{k}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{I}_k\sin [k(\mathrm{\ωt}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})+{\mathrm{\θ}}_k]\end{array}\right.---\left(3\right)$

式中，E位相电压幅值；ω为角速度；k代表基波、谐波、间谐波次数(k＝0表示直流分量，k＝1表示为基波分量，k一般不为整数，即所谓间谐波)；I_k和θ_k分别表示电流幅值和初相角。

将式(2)、(3)表示的电压、电流变换到αβ坐标系下，写成矩阵形式：

$\left[\begin{array}{c}{u}_a\\ u_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{3}{2}}E\left[\begin{array}{c}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\\ -\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)\end{array}\right]---\left(4\right)$

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{3}{2}}{I}_1\left[\begin{array}{c}\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_1)\\ -\cos (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_1)\end{array}\right]+\sqrt{2}\left[\begin{array}{c}\sqrt{\frac{1}{3}}\underset{k\≠1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{I}_k\sin (\mathrm{k\ωt}+{\mathrm{\θ}}_k)[1-\cos \left(\frac{2\mathrm{\π}}{3}k\right)]\\ -\underset{k\≠1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{I}_k\cos (\mathrm{k\ωt}+{\mathrm{\θ}}_k)\sin \left(\frac{2\mathrm{\π}}{3}k\right)\end{array}\right]---\left(5\right)$

由式(4)、式(5)和瞬时无功功率的相关理论，得到有功功率p、无功功率q为：

$\left\{\begin{array}{c}p=\frac{3}{2}{\mathrm{EI}}_1\cos {\mathrm{\θ}}_1+E\underset{k\≠1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{I}_k\left\{\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\sin (\mathrm{k\ωt}+{\mathrm{\θ}}_k)\right[1-\cos \left(\frac{2}{3}\mathrm{\πk}\right)]+\\ \sqrt{3}\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)\cos (\mathrm{k\ωt}+{\mathrm{\θ}}_k)\sin \left(\frac{2}{3}\mathrm{\πk}\right)\}\\ q=-\frac{3}{2}{\mathrm{EI}}_1\sin {\mathrm{\θ}}_1-E\underset{k\≠1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{I}_k\left\{\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)\sin (\mathrm{k\ωt}+{\mathrm{\θ}}_k)\right[1-\cos \left(\frac{2}{3}\mathrm{\πk}\right)]\\ -\sqrt{3}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\cos (\mathrm{k\ωt}+{\mathrm{\θ}}_k)\sin \left(\frac{2}{3}\mathrm{\πk}\right)\}\end{array}---\left(6\right)\right.$

由式(6)可以看出，有功和无功功率表达式第一项为直流分量，分析后一项可知，有功、无功功率p、q都含有1±k(k≠1，且不为整数)倍工频的振荡分量，前者由电压和基波电流作用产生，后者为电压和间谐波电流产生。由此可见，基于无功功率理论的pq检测方法对于间谐波同样适用。与通常整数倍工频分量谐波检测不同的是，pq法中间谐波检测需要的低通滤波器性能更高。本发明中，先将电动机定子侧的三相电压和电流进行abc坐标系到αβ坐标系的变换，然后分别计算出有功p和无功功率q，再经过低通滤波器，留下直流成分

和

再进过两次反变换，可得到三相电流的基波分量，从原始电流中减去这些基波分量，便可得到谐波或间谐波电流，如图2所示。

参考图3，为本发明控制系统的原理图，其中上半部分构成了串级调速系统，电动机转子侧连接二极管不可控整流器，将交流电流逆变成为直流；整流后经过Boost升压电路模块，实现逆变侧直流电压和整流侧直流电压的匹配，通过控制斩波用IGBT的通断，来实现转速的调节，Boost电路中，电感L起着滤波、储能和抑制转子电流脉动的作用，电容C和二极管为斩波器的缓冲电路；后面的逆变器将直流电逆变为交流，并返回转差功率，实现节能，逆变器后所接的电感L1滤除逆变电流中的高次谐波，R为建模时等效的损耗电阻；最后通过变压器将串级调速系统连接到定子侧的电网。

图3的下方左面为定子电流间谐波(特殊情况下为谐波)检测单元20，基于图2所示原理工作，右面为IGBT逆变器控制系统，包括斩波用IGBT控制系统21，采用转速电流双闭环PI控制；IGBT逆变器控制系统22，包括数学模型构建单元220、线性化单元221、变结构控制单元222、控制信号输出单元223。

上述控制系统采用非线性系统状态反馈精确线性化理论，将非线性系统解耦成伪线性系统，然后采用指数趋近律的方法设计此伪线性系统的滑模变结构控制器。

参考图4步骤101所示，数学模型构建单元220首先建立逆变器在三相静止坐标系下的数学模型：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{Ldi}}_a/\mathrm{dt}=S_a{U}_{\mathrm{dc}}-{\mathrm{Ri}}_a-U_a+U_{\mathrm{NO}}\\ {\mathrm{Ldi}}_b/\mathrm{dt}=S_b{U}_{\mathrm{dc}}-{\mathrm{Ri}}_b-U_b+U_{\mathrm{NO}}\\ {\mathrm{Ldi}}_c/\mathrm{dt}=S_c{U}_{\mathrm{dc}}-{\mathrm{Ri}}_c-U_c+U_{\mathrm{NO}}\\ {\mathrm{CdU}}_{\mathrm{dc}}/\mathrm{dt}=i_{\mathrm{dc}}-(S_a{i}_a+S_b{i}_b+S_c{i}_c)\end{array}\right.$

(7)

式中，U_a、U_b、U_c为逆变变压器原边三相电压，i_a、i_b、i_c为流出逆变器的三相电流，L、R分别为交流侧的滤波电感和等效损耗电阻，C为直流侧电容，U_dc为电容C上的电压，S_a、S_b、S_c分别为三相变换器的可关断器件的脉冲触发信号，i_dc为流入电容和逆变器的直流侧电流。

参考图4中步骤102所示，将数学模型由三相静止坐标进行Park变换到dq0坐标系下，则有：

$\left\{\begin{array}{c}L\frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}=S_d{U}_{\mathrm{dc}}-{\mathrm{Ri}}_d+{\mathrm{\ωLi}}_q-U_d\\ L\frac{{\mathrm{di}}_q}{\mathrm{dt}}=S_q{U}_{\mathrm{dc}}-{\mathrm{Ri}}_q-{\mathrm{\ωLi}}_d-U_q\\ C\frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}=i_{\mathrm{dc}}-\frac{3}{2}(S_d{i}_d+S_q{i}_q)\end{array}\right.$

(8)

式中，i_d、i_q、u_d、u_q、S_d、S_q为逆变器交流侧电流、电压和开关函数在dq坐标下的d轴和q轴分量；ω为系统角频率；U_dc为直流侧电容电压；i_dc为直流侧的输入电流。

从式(8)可以看出，交流侧输出电流的d轴分量和q轴分量之间存在耦合量，且受电容电压扰动的影响。

参考图4步骤103所示，线性化单元221利用状态反馈精确线性化解耦：选取适当的坐标变换

和状态反馈量v＝α(x)+β(x)u，使得非线性系统在大范围甚至是全局范围内线性化，同时对于多输入多输出的系统，还可以同时实现解耦。

针对式(8)所建立的数学模型，进行状态反馈精确线性化。状态变量为：[x₁x₂x₃]^T＝[i_di_qu_dc]^T；选取输入变量为：[u₁u₂]^T＝[S_dS_q]^T；选取输出变量为：[y₁y₂]^T＝[h₁(x)h₂(x)]^T＝[i_di_q]^T。由此可得到式(8)的仿射非线性模型：

$\left\{\begin{array}{c}\stackrel{\·}{x}=f\left(x\right)+g_1\left(x\right)u_1+g_2\left(x\right)u_2\\ y_1=h_1\left(x\right)\\ y_2=h_2\left(x\right)\end{array}---\left(9\right)\right.$

式中：

$f\left(x\right)=\left[\begin{array}{c}-{\mathrm{Rx}}_1/L+\mathrm{\ω}{x}_2-U_d/L\\ -{\mathrm{\ωx}}_1-{\mathrm{Rx}}_2/L-U_q/L\\ i_{\mathrm{dc}}/C\end{array}\right]$

g₁(x)＝[x₃/L 0 -1.5x₁/C]^T，g₂(x)＝[0 x₃/L -1.5x₂/C]^T

根据李导数的定义，计算得到下式：

$\left\{\begin{array}{c}{L}_{g1}{h}_1\left(x\right)=x_3/L\\ L_{g2}{h}_1\left(x\right)=0\\ {\mathrm{Lg}}_1{h}_2\left(x\right)=0\\ L_{g2}{h}_2\left(x\right)=x_3/L\end{array}---\left(10\right)\right.$

根据相对阶的相关定义，对于输出y₁的相对阶r₁为1，对于y₂的相对阶r₂也为1，则r₁+r₂＝2＜3(小于系统的阶数)，证明原系统存在一个一阶零动态子系统，就是电容电压的稳定性问题，即式(8)中的第三式。本发明对这个零动态子系统采用PI控制，来保持直流侧电压的稳定。

另外，考虑电容电压x₃＝U_dc≠0，则矩阵

$B\left(x\right)=\left[\begin{array}{cc}{L}_{g_1}{L}_f^{r_1-1}{h}_1\left(x\right)& L_{g_2}{L}_f^{r_1-1}{h}_1\left(x\right)\\ L_{g_1}{L}_f^{r_2-1}{h}_2\left(x\right)& L_{g_2}{L}_f^{r_2-1}{h}_2\left(x\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{L}_{g_1}{h}_1\left(x\right)& L_{g_2}{h}_1\left(x\right)\\ L_{g_1}{h}_2\left(x\right)& L_{g_2}{h}_2\left(x\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{x}_3/L& 0\\ 0& x_3/L\end{array}\right]$ 是非奇异的，满足满足式(8)中前两式构成的二阶子系统的精确线性化条件。

基于以上分析，可将系统转换成新坐标系下的标准型：

式(11)中：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_1=L_f{h}_1\left(x\right)+L_{g1}{h}_1\left(x\right)u_1+L_{g2}{h}_1\left(x\right)u_2\\ v_2=L_f{h}_2\left(x\right)+L_{g1}{h}_2\left(x\right)u_1+L_{g2}{h}_2\left(x\right)u_2\end{array}---\left(12\right)\right.$

由上式和式(9)得到下式：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_1=({\mathrm{Lv}}_1+{\mathrm{Rx}}_1-{\mathrm{L\ωx}}_2+u_d)/x_3\\ u_2=({\mathrm{Lv}}_2+{\mathrm{Rx}}_2+{\mathrm{L\ωx}}_1+u_q)/x_3\end{array}\right.---\left(13\right)$

参考图4中步骤104所示，采用滑模变结构控制理论中指数趋近律的方法设计逆变器交流侧dq轴电流分量的控制律：

对式(11)中解耦的线性化子系统，为增强控制系统的的鲁棒性、提高响应速度，本发明运用滑模变结构控制理论中指数趋近律的方法设计其控制器。

变结构控制单元222基于下述原理工作：针对子系统式(11)，控制器的设计目标为

x₁的指令值为电容电压的指令值与及检测值得偏差经PI调节器调节后的输出，与检测到的定子电流非工频分量的d轴分量之和；x₂的指令值为检测到的定子电流非工频分量的q轴分量。在上述控制目标的前提下，可以实现直流电容电压的稳定和补偿定子电流中的间谐波(特殊情况下补偿谐波)。

取两个切换面为

和

并选取指数趋近律，具体如下：

$\left\{\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{s}}_1=-k_1{s}_1-{\mathrm{\ϵ}}_1\mathrm{sgn}\left(s_1\right)\\ {\stackrel{\·}{s}}_2=-k_2{s}_2-{\mathrm{\ϵ}}_2\mathrm{sgn}\left(s_2\right)\end{array}\right.---\left(14\right)$

式(14)中：sgn(s_i)(i＝1，2)为符号函数；k_i、ε_i为滑模变结构控制参数，k_i＞0、ε_i＞0，s_isgn(s_i)＞0，则故子系统式(11)的控制输入量满足滑模面的到达条件，所设计的控制律能实现控制目标的及时跟踪。同时，适当的增大k_i值可提高滑模控制的趋近速度，适当减小ε_i的值可减弱滑模控制的抖振。在实际应用中，由于时间上的延迟和空间上的滞后，变结构控制律中的开关切换会使滑动模态发生抖振。为减小滑动模态的抖振，一般选用饱和函数sat代替符号函数sgn。

参考图4步骤105所示，将式(14)所得的结果带入式(13)，并用饱和函数代替符号函数，得到最终系统控制输入量u₁、u₂的表达式如下：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_1=\left\{L\right[k_1(x_1^{*}-x_1)+{\mathrm{\ϵ}}_1\mathrm{sat}(x_1^{*}-x_1)]+{\mathrm{Rx}}_1-{\mathrm{L\ωx}}_2+u_d\}/x_3\\ u_2=\left\{L\right[k_2(x_2^{*}-x_2)+{\mathrm{\ϵ}}_2\mathrm{sat}(x_2^{*}-x_2)]+{\mathrm{Rx}}_2+{\mathrm{L\ωx}}_1+u_q\}/x_3\end{array}\right.---\left(15\right)$

求得最终控制率u₁、u₂后，控制信号输出单元223将其经Park逆变换和正弦脉宽调制，得出逆变器的驱动控制信号，如图4中步骤106所示，从而有效维持电容电压的稳定和补偿定子电流中的间谐波(或谐波)和，使进线电流基本为正弦。

以上为本发明的实施方法，式(15)即为本发明设计方法所得出的带滤波环节的IGBT型串级调速系统逆变器的控制系统的数学模型。

Claims (4)

1.一种IGBT型串级调速系统有源滤波器控制系统，其特征在于包括数学模型构建单元，用于建立逆变器在三项静止坐标系下的数学模型，并将其进行Park变换为dq0坐标系下的数学模型；线性化单元，用来将dq0下的数学模型进行状态反馈精确线性化；变结构控制单元，用来以指数趋近律的方法设计逆变器交流侧电流分量的控制律，得到最终系统控制输入量；控制信号输出单元，用来将系统控制输入量后经Park逆变换和正弦脉宽调制，得出逆变器的驱动控制信号。

2.一种IGBT型串级调速系统有源滤波器，其特征在于包括电动机，电动机转子侧连接二极管不可控整流器用来将交流电流逆变成为直流；整流后经过Boost升压电路模块，实现逆变侧直流电压和整流侧直流电压的匹配；然后通过控制斩波用IGBT的通断，实现转速的调节；逆变器将直流电逆变为交流，并返回转差功率；最后通过变压器将串级调速系统连接到定子侧的电网；其中斩波用IGBT连接有斩波用IGBT控制系统，采用转速电流双闭环PI控制；IGBT逆变器采用权利要求1所述的控制系统。

3.根据权利要求2所述的有源滤波器，其特征在于还包括谐波检测单元，该谐波检测单元基于瞬时无功功率理论的pq检测法，检测电机定子侧含有的谐波、间谐波分量。

4.一种IGBT型串级调速系统有源滤波器控制方法，其特征在于包括下述步骤：

1)首先建立逆变器在三项静止坐标系下的数学模型，并将其Park变换为dq0坐标系下的数学模型；

2)将dq0下的数学模型进行状态反馈精确线性化解耦；

3)以指数趋近律的方法设计逆变器交流侧电流分量的控制律，得到最终系统控制输入量；

4)将系统控制输入量后经Park逆变换和正弦脉宽调制，得出逆变器的驱动控制信号。

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