CN103427871A - 一种抑制SmartAGC抗干扰能力的转发式干扰方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种抑制SmartAGC抗干扰能力的转发式干扰方法，属于通信信号处理和通信对抗领域，包含以下步骤：(1)利用直接序列扩频信号的参数估计方法得到其载波频率和扩频码码片速率；(2)对接收到的直接扩频通信信号进行延迟放大以及相位处理；(3)将处理后的信号以低于有用信号功率或与有用信号功率相当的干扰功率发射出去形成转发式干扰，使得有用信号的幅度因为转发式干扰的抵消作用而减小，或者进一步导致最终进入通信方接收机的复合信号发生相位反转，并以较小的信号幅度避开Smart AGC方法的干扰，或降低Smart AGC技术对信干比的改善效果，导致接收机的伪码同步环路出错，实现在通信对抗中对采用SmartAGC抗干扰方法的卫星转发器等接收设备的有效干扰。

Description

一种抑制SmartAGC抗干扰能力的转发式干扰方法

技术领域

本发明涉及通信信号处理领域和通信对抗领域，具体是一种抑制Smart AGC抗干扰能力的转发式干扰方法，适用于直接序列扩频通信系统，尤其是对采用SmartAGC抗干扰技术的卫星转发器等接收设备进行干扰的转发式干扰方法。

背景技术

Smart AGC是D.S.Ametein1991年首先提出的一种基于时域的抗干扰技术，能够提供较强的抗干扰能力，并有效抑制多种干扰，因此被广泛应用于军事卫星领域，是对现有抗干扰技术的重要补充，它和直接序列扩频通信系统配合使用可以显著提高直接序列扩频通信的干扰抑制能力。Smart AGC的特点是：干扰越强，对信干比的改善程度越好，但干扰与信号强度相当或干扰小于信号强度时，Smart AGC的抗干扰能力将不起作用。

目前，国内学者对Smart AGC的研究比较少，对于针对Smart AGC的干扰方法也没有过多的关注。因此，一种有效干扰方法的提出，将对通信对抗领域具有重要的意义和实用价值。

通信对抗领域的干扰方法可以分为压制式干扰和欺骗式干扰两大类。所谓压制式干扰就是通过发射干扰信号，使其进入接收机后的强度超过通信信号，从而无法正确接收，达到干扰目的，它包括瞄准式干扰、阻塞式干扰和相关式干扰三类。欺骗式干扰是指发射与通信信号相似的干扰，具有较大的隐蔽性，并且可以获得与通信信号同样的增益，从而大大节省干扰功率，包括产生式干扰和转发式干扰两种体制。

压制式干扰实现简单，但随着抗干扰技术的发展，所需的干扰功率越来越大，干扰机的体积也越来越大，而且这样的强干扰很容易受到SmartAGC的抑制。产生式干扰作为欺骗式干扰的一种，虽然能够以较小的干扰功率实现与其他方式相当的有效干扰，但是该方法要求必须知道通信信号的伪码结构和信号形式，生成较困难。而转发式干扰仅仅利用通信信号的自然延时，不需要对真实信号进行分析，实现简单，对扩频通信系统有较大的影响。显然，转发式干扰优于压制式干扰和产生式干扰，所以引入转发式干扰来针对Smart AGC技术是值得重视的。

发明内容

本发明的目的在于提供一种抑制Smart AGC抗干扰能力的有效干扰方法，该方法引入转发式干扰方法，通过对接收到的直接序列扩频信号进行延迟放大以及相位处理后发射出去生成转发式干扰，从而实现在通信对抗中对采用SmartAGC抗干扰技术的卫星转发器等接收设备的有效干扰。

为了实现上述发明目的，本发明采用的技术方案如下：

(1)利用循环谱相关估计方法获得直接序列扩频信号的载波频率f_c和扩频码码片速率Tc，也可以通过二阶矩估计，倍频法，四阶累积量，延时相乘法或神经网络估计方法得到。本发明选用循环谱相关估计法，因为利用这种方法可以将信号与噪声或干扰分离开来，具有很强的抗干扰性能，并且能够比较精确地估计出信号的载频、码片速率等参数信息。

(2)按照上一步骤所获得的参数计算并选择转发延迟，对接收到的有用信号进行相位处理和延迟。

(3)将经步骤(2)处理后的信号以小于有用信号功率或与有用信号功率相当的干扰功率发射出去形成转发式干扰，使得有用信号的幅度由于转发式干扰的抵消作用而降低，或者进一步导致进入通信方接收机的复合信号发生相位反转。最终凭借不超过Smart AGC处理门限的信号幅度避开其抗干扰处理，或者以略高于其处理门限的信号幅度降低SmartAGC对信干比的改善效果，导致通信方接收机的伪码同步环路出错，实现在通信对抗中对采用SmartAGC抗干扰方法的卫星转发器接收设备的有效干扰。

对于QPSK调制的直接序列扩频信号，在不考虑噪声和多普勒频移的情况下，进入通信方接收机的复合信号为：

$S+J=I\left(t\right)\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)+Q\left(t\right)\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)+\sqrt{\mathrm{Pj}}[I(t-\mathrm{\τ})\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_c(t-\mathrm{\τ})\right)+Q(t-\mathrm{\τ})\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_c(t-\mathrm{\τ})\right)]---\left(1\right)$

其中I(t)，Q(t)分别为QPSK调制信号的同相正交支路，Pj为转发式干扰功率，τ为转发延迟。在载波频率和相位均已同步的情况下，经正交下变频和匹配滤波后，两路信号分别为：

$\mathrm{LPF}[2*(S+J)*\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)]=I\left(t\right)+\sqrt{\mathrm{Pj}}[I(t-\mathrm{\τ})\cos (2\mathrm{\π}{f}_c\mathrm{\τ})-Q(t-\mathrm{\τ})\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_c\mathrm{\τ}\right)]---\left(2\right)$

$\mathrm{LPF}[2*(S+J)*\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)]=Q\left(t\right)+\sqrt{\mathrm{Pj}}\left[I(t-\mathrm{\τ})\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_c\mathrm{\τ}\right)\right]+Q(t-\mathrm{\τ})\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_c\mathrm{\τ}\right)]---\left(3\right)$

此时同相支路和正交支路互相影响，当

或

时，(k为任意整数)，这种相互影响被消除，并且式(2)与(3)将相应地分别被简化为式(4)与(5)，或式(6)与(7)的形式：

$\mathrm{LPF}[2*(S+J)*\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)]=I\left(t\right)-\sqrt{\mathrm{Pj}}[I(t-\mathrm{\τ})---\left(4\right)$

$\mathrm{LPF}[2*(S+J)*\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)]=Q\left(t\right)-\sqrt{\mathrm{Pj}}Q(t-\mathrm{\τ})---\left(5\right)$

$\mathrm{LPF}[2*(S+J)*\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)]=I\left(t\right)+\sqrt{\mathrm{Pj}}[I(t-\mathrm{\τ})---\left(6\right)$

$\mathrm{LPF}[2*(S+J)*\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)]=Q\left(t\right)+\sqrt{\mathrm{Pj}}Q(t-\mathrm{\τ})---\left(7\right)$

由式(4)(5)可知，选定恰当的与τ，可以令有用信号幅度由于干扰的抵消作用而减小，或者导致最终进入通信方接收机的复合信号发生相位反转；同理对于式(6)(7)，对干扰进行相位反转后，同样可以得到上述结果。复合信号发生相位反转意味着复合信号的相位与对应的发射端发射出的原始信号之间相位相差180°。

因此经过仿真验证，有两种方案可以生成抑制Smart AGC抗干扰能力的转发式干扰：

第一种对干扰机接收到的直接扩频通信信号不进行相位处理，仅予以延迟放大后便发射出去，在τ≤Tc的条件下，转发延迟满足： $\mathrm{\τ}\∈(\frac{1}{2f_c}*(2k+1)-20\%*\frac{1}{2f_c},\frac{1}{2f_c}*(2k+1)+20\%*\frac{1}{2f_c});$

第二种对干扰机接收到的信号首先进行相位反转的处理，之后再进行延迟放大并发射出去，在τ≤Tc的条件下，转发延迟满足： $\mathrm{\τ}\∈(\frac{1}{2f_c}*2k-20\%*\frac{1}{2f_c}\≤\mathrm{\τ}\≤\frac{1}{2f_c}*2k+20\%*\frac{1}{2f_c});$

而且

时，干扰效果优于

时的转发干扰。

当干信比在-4～4dB的范围内选择时，干扰强度小于信号强度或者与信号强度相当，能够避开Smart AGC的干扰抑制作用，或者减弱其对信干比的改善作用，从而凭借较小的干扰功率获得较好的干扰效果。

本发明的优点在于：

(1)本发明所提出的干扰方法，只需要预先获得有用信号的载波频率和码片速率两个参数，并且已有成熟的检测方法可以在较低的信噪比下实现参数的快速估计，因此技术上实现简单。

(2)由于本发明所提出的干扰是根据对有用信号的参数估计生成的，因此可以适应不同载频和码片速率的通信信号，具有较强的鲁棒性。

(3)本发明引入了转发式干扰，转发式干扰仅仅利用通信信号的自然延时，不需要对真实信号进行分析，利用转发式干扰与通信信号相关度高，实现较为容易的优势，相比其他干扰方式对扩频通信系统有更大的影响。

(4)本发明所提出的干扰方法，能够以较小的干扰功率，干扰通信方接收端的伪码同步环路，实现在通信对抗中对采用SmartAGC抗干扰方法的卫星转发器等接收设备的有效干扰，解决了难以有效干扰SmartAGC技术的难题，对于卫星通信和通信对抗领域都具有重要的意义和实用价值，

附图说明

图1是本发明涉及干扰方法的原理示意框图；

图2是实施例1的干扰效果的捕获概率图；

图3是实施例2的干扰效果的捕获概率图；

图4是实施例1的SmartAGC对转发式干扰方法的抑制效果图。

具体实施方式

下面结合附图，对本发明的实施方式进行具体阐述：

实施例1：

结合图1，本实施例中的伪码周期为31，码片速率fd＝3100HZ，采样速率fs＝24800HZ，载波频率fc＝6200HZ。该实施例的详细步骤如下：

(1)由于直接序列扩频信号是由伪码序列调制而成，因而其具有周期平稳特性(或称为循环平稳特性)，分析具有周期平稳特性信号的有效方法是循环谱密度函数(或谱相关)方法，它具有分辨率高、抗干扰能力强、双频率域信息丰富且易于提取等优点。因此在参数估计模块11中，可以采用循环谱相关方法检测直接序列扩频信号并估计出其载波频率f_c和扩频码码片速率Tc，也可以通过二阶矩估计，倍频法，四阶累积量，延时相乘法或神经网络估计方法得到。

(2)将开关15闭合，跳过相位处理模块12，在步骤(1)所获得参数的基础上，在 $\mathrm{\τ}\∈(\frac{1}{2f_c}*(2k+1)-20\%*\frac{1}{2f_c},\frac{1}{2f_c}*(2k+1)+20\%*\frac{1}{2f_c}),$ τ≤Tc范围内选择转发延迟，通过延迟模块13对接收到的有用信号进行延迟处理，本实施例按

选择转发延迟。其理论依据如下：

对于QPSK调制的直接序列扩频信号，在不考虑噪声和多普勒频移的情况下，进入通信方接收机的复合信号S+J(S为有用信号，J为干扰)为：

$S+J=I\left(t\right)\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)+Q\left(t\right)\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)+\sqrt{\mathrm{Pj}}[I(t-\mathrm{\τ})\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_c(t-\mathrm{\τ})\right)+Q(t-\mathrm{\τ})\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_c(t-\mathrm{\τ})\right)]---\left(1\right)$

其中I(t)，Q(t)分别为QPSK调制信号的同相正交支路，Pj为转发干扰功率，τ为转发延迟。在载波频率和相位均已同步的情况下，经正交下变频和匹配滤波后，两路信号分别为：

$\mathrm{LPF}[2*(S+J)*\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)]=I\left(t\right)+\sqrt{\mathrm{Pj}}[I(t-\mathrm{\τ})\cos (2\mathrm{\π}{f}_c\mathrm{\τ})-Q(t-\mathrm{\τ})\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_c\mathrm{\τ}\right)]---\left(2\right)$

$\mathrm{LPF}[2*(S+J)*\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)]=Q\left(t\right)+\sqrt{\mathrm{Pj}}\left[I(t-\mathrm{\τ})\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_c\mathrm{\τ}\right)\right]+Q(t-\mathrm{\τ})\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_c\mathrm{\τ}\right)]---\left(3\right)$

此时同相支路和正交支路互相影响，而当

对(k为任意整数)，这种相互影响被消除，式(2)与(3)将被简化为：

$\mathrm{LPF}[2*(S+J)*\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)]=I\left(t\right)-\sqrt{\mathrm{Pj}}[I(t-\mathrm{\τ})---\left(4\right)$

$\mathrm{LPF}[2*(S+J)*\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)]=Q\left(t\right)-\sqrt{\mathrm{Pj}}Q(t-\mathrm{\τ})---\left(5\right)$

由式(4)与(5)可知， $\sqrt{\mathrm{Pj}}\≤1$ 且 $\mathrm{\τ}\∈(\frac{1}{2f_c}*(2k+1)-20\%*\frac{1}{2f_c},\frac{1}{2f_c}*(2k+1)+20\%*\frac{1}{2f_c}),$ τ≤Tc时，有用信号幅度将因为干扰的抵消作用而减小，

将导致最终进入通信方接收机的复合信号发生相位反转，此处的相位反转是指该复合信号的相位与对应的发射端发射出的原始信号之间相位相差180°。

(3)在-4～4dB的范围内选择有用信号与转发式干扰的信干比，通过功放模块14对经步骤(2)处理后的信号进行放大，并发射出去生成转发式干扰，本实施例选择的信干比为-2dB。其理论依据如下：

接收端捕获时，信号须通过一个相关积分器，

$R=\underset{T_o}{\overset{T_o+T_c}{\∫}}{d}^{\′}\left(t\right)*c\left(t\right)\mathrm{dt}---\left(6\right)$

其中，d′(t)为接收的复合信号，c(t)为本地伪码，T₀为某码元开始时刻，T_c为码元间隔，若相关积分器的输出超过设定的门限，则认为捕获成功。

参见图2，图2为本实施例中生成的转发式干扰的效果图。当干扰较强时，发生相位反转的复合信号进入伪码同步环路，相关器的输出超过捕获门限，转入稳定跟踪后，经过解扩判决将得到与原信息相反的结果。而当干扰与信号强度相当甚至小于信号强度时，有用信号幅度将因为干扰的抵消作用而减小，相关器的输出无法超过捕获门限，导致捕获概率降低，捕获时间延长，进而影响后续的解扩判决。此外，当延迟

时，干扰效果优于

时的转发干扰，干扰较强时捕获至反相强干扰上的概率更高，同时干扰与信号强度相当时的正确捕获概率更低。

结合图4，图4反映了Smart AGC对本实施例中生成的转发式干扰的抑制效果。Smart AGC的特点是：干扰越强，对干信比的改善程度越好，但干扰与信号强度相当或干扰小于信号强度时，Smart AGC将不起作用。由于转发干扰仅仅利用了信号的自然延时，在信号形式上与原信号完全一致，相关性较强，因此难以将信号与干扰的包络进行区分，继而难以准确提取干扰包络；又当干扰与信号强度相当甚至小于信号强度时，Smart AGC的改善作用将减弱，甚至不起作用。因此无论转发式干扰的强度大小如何变化，Smart AGC的抑制效果均不明显。

实施例2：

结合图1，本实施例中的伪码周期为31，码片速率fd＝3100HZ，采样速率fs＝24800HZ，载波频率fc＝6200HZ。该实施例的详细步骤如下：

(1)与实施例1的步骤(1)相同。

(2)开关15断开，接收到的直接序列扩频信号首先经过相位处理模块12进行相位反转处理，随后在 $(\frac{1}{2f_c}*2k-20\%*\frac{1}{2f_c},\frac{1}{2f_c}*2k+20\%*\frac{1}{2f_c}),$ τ≤Tc的范围内的选择转发延迟，通过延迟模块13对相位反转后的信号进行延迟处理，本实施例按

选择转发延迟。除以下部分外，其理论依据与实施例1的步骤(2)中相同：

当

时(k为任意整数)，将式(2)与(3)简化为式(7)与(8)：

$\mathrm{LPF}[2*(S+J)*\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)]=I\left(t\right)+\sqrt{\mathrm{Pj}}[I(t-\mathrm{\τ})---\left(7\right)$

$\mathrm{LPF}[2*(S+J)*\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)]=Q\left(t\right)+\sqrt{\mathrm{Pj}}Q(t-\mathrm{\τ})---\left(8\right)$

对于式(7)和(8)，对干扰进行相位反转，

且

时，有用信号幅度将因为干扰的抵消作用而减小，

将导致最终进入通信方接收机的复合信号发生相位反转。

(3)与实施例1的步骤(3)相同。

结合图3，图3为本实施例中生成的转发式干扰的效果图。捕获概率随干信比的变化趋势与实施例1对应的图2相同，只有对应的参数发生了变化。这反映了对于不同的生成方案，转发延迟τ的选择也不同。

虽然结合附图描述了本发明的实施方式，但是本领域普通技术人员可以在作附权利要求书的范围内作出修改。

Claims (6)

1.一种抑制SmartAGC抗干扰能力的转发式干扰方法，包含以下步骤：

(1)利用直接序列扩频信号的参数估计方法，获得有用信号的载波频率f_c和扩频码码片速率Tc；

(2)按照步骤(1)所获得的参数计算并选择转发延迟，对接收到的有用信号进行延迟和相位处理；

(3)将经步骤(2)处理后的信号以小于有用信号功率或与有用信号功率相当的干扰功率发射出去形成转发式干扰，使得有用信号的幅度由于转发式干扰的抵消作用而降低，或者进一步导致最终进入通信方接收机的复合信号发生相位反转，并凭借不超过Smart AGC处理门限的信号幅度避开其抗干扰处理，或者以高于处理门限但又不会令SmartAGC产生强抑制作用的信号幅度降低SmartAGC对信干比的改善效果，导致通信方接收机的伪码同步环路出错，实现在通信对抗中对采用SmartAGC抗干扰方法的卫星转发器接收设备的有效干扰。

2.根据权利要求1所述的一种抑制SmartAGC抗干扰能力的转发式干扰方法，其特征在于，所述进入通信方接收机的复合信号S+J为：

$S+J=I\left(t\right)\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)+Q\left(t\right)\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)+\sqrt{\mathrm{Pj}}[I(t-\mathrm{\τ})\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_c(t-\mathrm{\τ})\right)+Q(t-\mathrm{\τ})\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_c(t-\mathrm{\τ})\right)]---\left(1\right)$

其中，S为有用信号，J为干扰信号，I(t)，Q(t)分别为QPSK调制信号的同相正交支路，P_j为转发干扰功率，τ为转发延迟。在载波频率和相位均已同步的情况下，经正交下变频和匹配滤波后，两路信号分别为：

$\mathrm{LPF}[2*(S+J)*\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)]=I\left(t\right)+\sqrt{\mathrm{Pj}}[I(t-\mathrm{\τ})\cos (2\mathrm{\π}{f}_c\mathrm{\τ})-Q(t-\mathrm{\τ})\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_c\mathrm{\τ}\right)]---\left(2\right)$

$\mathrm{LPF}[2*(S+J)*\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)]=Q\left(t\right)+\sqrt{\mathrm{Pj}}[I(t-\mathrm{\τ})\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_c\mathrm{\τ}\right)+Q(t-\mathrm{\τ})\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_c\mathrm{\τ}\right)]---\left(3\right)$

此时同相支路和正交支路互相影响，而当

或

时，(k为任意整数)，这种相互影响被消除，并且式(2)与(3)将相应地分别被简化为式(4)与(5)，或式(6)与(7)的形式：

$\mathrm{LPF}[2*(S+J)*\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)]=I\left(t\right)-\sqrt{\mathrm{Pj}}[I(t-\mathrm{\τ})---\left(4\right)$

$\mathrm{LPF}[2*(S+J)*\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)]=Q\left(t\right)-\sqrt{\mathrm{Pj}}Q(t-\mathrm{\τ})---\left(5\right)$

$\mathrm{LPF}[2*(S+J)*\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)]=I\left(t\right)+\sqrt{\mathrm{Pj}}[I(t-\mathrm{\τ})---\left(6\right)$

$\mathrm{LPF}[2*(S+J)*\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)]=Q\left(t\right)+\sqrt{\mathrm{Pj}}Q(t-\mathrm{\τ})---\left(7\right)$

对于式(4)和(5)，选定

与τ，令有用信号幅度因干扰的抵消作用而减小，或者进一步导致最终进入通信方接收机的复合信号发生相位反转；同理对于式(6)和(7)，对干扰进行相位反转后，同样令有用信号幅度因干扰的抵消作用而减小，或者进一步导致最终进入通信方接收机的复合信号发生相位反转。

3.根据权利要求1所述的一种抑制SmartAGC抗干扰能力的转发式干扰方法，其特征在于，所述步骤(1)中的载波频率f_c和扩频码码片速率Tc通过循环谱相关估计法得到。

4.根据权利要求1所述的一种抑制Smart AGC抗干扰能力的转发式干扰方法，其特征在于，所述步骤(3)中令有用信号的幅度由于转发式干扰的抵消作用而降低，或者进一步导致最终进入通信方接收机的复合信号发生相位反转的转发式干扰有两种生成方案：

第一种对干扰机接收到的直接扩频通信信号不进行相位处理，仅予以延迟放大后便发射出去，在τ≤Tc的条件下，转发延迟满足： $\mathrm{\τ}\∈(\frac{1}{2f_c}*(2k+1)-20\%*\frac{1}{2f_c},\frac{1}{2f_c}*(2k+1)+20\%*\frac{1}{2f_c});$

第二种对干扰机接收到的信号首先进行相位反转的处理，之后再进行延迟放大并发射出去，在τ≤Tc的条件下，转发延迟满足： $\mathrm{\τ}\∈(\frac{1}{2f_c}*2k-20\%*\frac{1}{2f_c}\≤\mathrm{\τ}\≤\frac{1}{2f_c}*2k+20\%*\frac{1}{2f_c});$

而且时，干扰效果优于

时的转发干扰。

5.根据权利要求1所述的一种抑制Smart AGC抗干扰能力的转发式干扰方法，其特征在于，进入通信方接收机的复合信号发生相位反转，是指该复合信号的相位与对应的发射端发射出的原始信号之间相位相差180°。

6.权利要求1所述的一种抑制SmartAGC抗干扰方法的转发式干扰方法，其特征在于：在-4～4dB的范围内选择有用信号与转发式干扰的信干比，最终获得既节省干扰功率，又有效干扰Smart AGC的干扰效果。

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