CN103427642A - 不具有电流感测端的恒流控制降压转换器 - Google Patents

Abstract

本发明的各实施方式总体上涉及不具有电流感测端的恒流控制降压转换器。具体地，涉及一种发光二极管(LED)控制器，该LED控制器为转换器电路提供恒流调节，该转换器电路向LED提供电流。LED控制器感测电感器电压并且根据感测的电感器电压来确定电感器重置时间。基于确定的电感器重置时间、导通时间和开关周期，LED控制器生成控制信号，该控制信号修改将转换器电路耦合到输入电压的开关的状态。

Description

不具有电流感测端的恒流控制降压转换器

相关申请的交叉引用

本申请要求于2012年5月17日提交的美国临时申请第61/648，444号的权益，其全部内容通过引用并入本文。

技术领域

本发明涉及驱动LED(发光二极管)灯，并且更具体地涉及控制提供给LED灯的电流。

背景技术

LED在各种电子产品应用中正在被采用，例如，建筑照明、车辆头灯和尾灯、用于液晶显示设备的背光、手电筒等。与常规照明光源(例如白炽灯和荧光灯)相比，LED具有显著的优势，这些优势包括高功率效率、良好的方向性、色彩稳定性、高可靠性、长寿命、小尺寸并且对环境安全。由于相对于白炽灯所具有的优势，特别是功率效率(流明每瓦)和光谱质量，LED灯而不是白炽灯的使用预计将增加。另外，LED灯具有比荧光灯照明系统(与荧光灯相结合的荧光灯镇流器)更低的环境影响，该荧光灯照明系统可能在荧光灯处置期间引起汞污染。

然而，虽然常规的白炽灯照明系统是电压驱动设备，但LED灯却是电流驱动设备。因此，在不对电流线路和组件基础结构进行修改的情况下，常规的LED灯不能直接替代白炽灯和荧光灯系统。由于LED灯是电流驱动的，所以需要用于控制LED灯的不同技术。

用于调节用来驱动LED灯的电流的常规技术使用输出电流感测电阻器或变压器。然而，输出电流感测电阻器的使用引起功率损耗，而电流变压器的使用则增加总体系统成本。另外，常规技术通过使用一套单独的组件来监测驱动LED灯的电流和输出电压以避免电压过冲并且保护LED灯，进一步增加了系统的复杂性。

发明内容

发光二极管(LED)控制器为转换器电路提供恒流调节，该转换器电路向LED提供电流。LED控制器感测电感器电压并且根据感测的电感器电压来确定电感器重置时间。基于确定的电感器重置时间、导通时间和开关周期，LED控制器生成控制信号，该控制信号修改将转换器电路耦合到输入电压的开关的状态。

说明书中所描述的特征和优点并非包括一切的，特别是，鉴于附图和说明书，许多附加的特征和优点对于本领域普通技术人员来说将是显而易见的。另外，应当注意到，已经主要出于可读性和指导性的目的选择了说明书中所使用的语言，并且不可能选择该语言以划定或限制本发明主题。

附图说明

可以通过结合附图考虑下述详细描述而很容易地理解本发明的教导。

图1示出根据本发明的一个实施例的发光二极管(LED)灯驱动器电路。

图2示出根据本发明的一个实施例的LED控制器的框图，该LED控制器在不使用输出电流感测电阻器或电流变压器的情况下提供恒定电流。

图3示出由根据一个实施例的图2中所示出的LED控制器所产生的示例波形。

具体实施方式

附图(FIGS.)和下面的描述仅通过说明涉及本发明的优选实施例。应当注意的是，根据下面的讨论，本文所公开的结构和方法的备选实施例将很容易被认为是可行的备选方案，可以在不脱离要求保护的本发明的原理的情况下采用这些备选方案。

现在将详细参考本发明的若干实施例，在附图中示出其示例。需要注意的是，只要可行，可以在附图中使用相似或相同的附图标记并且可以表示相似或相同的功能。附图仅出于说明的目的描绘了本发明的实施例。本领域技术人员将很容易地从下面的描述中认识到，可以在不脱离本文所述的本发明的原理的情况下采用本文所示出的结构和方法的备选实施例。

图1示出LED灯驱动器电路100，包括桥式整流器D1、LED控制器110和转换器电路120。在其他实施例中，LED灯驱动器电路可以包括与图1中所示的那些组件不同的和/或附加的组件。

桥式整流器D1从输入电压V_in生成整流输入电压。转换器电路120从整流输入电压生成直流(DC)电压，并且被来自LED控制器110的控制信号所控制。在一个实施例中，转换器电路120是升压转换器，该升压转换器生成比其输入电压大的DC升压电压输出。在另一实施例中，转换器电路120是降压转换器，该降压转换器生成比输入电压小的DC电压。可替换地，转换器电路120是降压-升压转换器，其能够产生可能大于或小于其输入电压的输出电压。转换器电路120还向LED控制器110提供感测的电感器电压，LED控制器110使用该感测的电感器电压来生成用于开关Q1的控制信号，该开关Q1调节到转换器电路120的输入电压。与常规转换器电路(其感测并且向LED控制器110提供电流和电压)不同，转换器电路120感测并且向LED控制器110提供电压。使用感测电压来控制转换器电路120的操作降低了转换器电路120的成本和复杂性，同时减轻了由电流感测所引起的功率损耗。

在一个实施例中，转换器电路120包括电阻器R2、电阻器R5和电阻器R6、电感器L1、二极管D2和二极管D4以及电容器C6和电容器C9。另外，开关Q1耦合到二极管桥D1的输出端和转换器电路120。开关Q1接收来自LED控制器110的控制信号并且相应地调节转换器电路120到二极管桥D1的输出端的连接。例如，当控制信号具有高电平值时，开关Q1处于导通状态，其中来自二极管桥D1的输出端的整流输入电压耦合到转换器电路120；相反地，当控制信号具有低电平值时，开关Q1处于断开状态，其中来自二极管桥D1的输出端的整流输入电压不耦合到转换器电路120。在各种实施例中，开关Q1可以是双极结型晶体管(BJT)或金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。

当开关Q1处于导通状态时，电感器L1储存来自整流输入电压的电能，并且当开关Q1处于断开状态时，电感器L1释放所储存的电能。电阻器R5和电阻器R6形成分压器，该分压器向LED控制器110提供跨电感器L1的感测电压(“感测的电感器电压”)。根据感测的电感器电压，LED控制器110生成用来生成用于操作开关Q1的控制信号的调节电压，如以下进一步所描述的。在一个实施例中，LED控制器110控制转换器电路120以实现恒定电流操作，其中保持基本上恒定的电流通过耦合到LED驱动器电路100的LED灯。在一个实施例中，LED控制器110通过根据感测的电感器电压所得到的电感器重置时间、开关Q1处于导通状态的时间长度以及开关Q1处于导通状态之间的时间长度估计转换器电路120的输出电流来保持恒定电流操作，如下面进一步所描述的。

LED控制器

LED控制器110接收跨感测电阻器(图2中的电阻器R_is)测得的到转换器电路120的感测电压输入以及来自转换器电路120的感测的电感器电压V_L。基于感测的电感器电压V_L和感测的输入电压V_Ris，LED控制器110生成修改向转换器电路120提供输入电压的开关的状态的控制信号。因此，LED控制器110通过转换器电路120调节电流输出。另外，通过控制向转换器电路120供给输入电压，LED控制器110避免了转换器电路120的输出过冲，从而保护耦合到LED驱动器电路100的LED灯。

图2示出LED控制器110的示例实施例，包括调节电压发生器210、数模转换器(DAC)220、比较器230和脉宽调制(PWM)单元240。LED控制器110的输出端耦合到开关250，开关250耦合到输入电压V_in和输入感测电阻器R_is。出于说明的目的，图2还示出了耦合到输入感测电阻器R_is的转换器电路的组件。

调节电压发生器210基于来自由R5和R6形成的分压器的电感器电压V_L而生成调节电压，分压器与转换器电路中的电感器L1并联，数据指定开关250导通的时间长度T_on和开关250的开关周期T_P。开关周期T_P是开关进入导通状态和再次进入导通状态之间的时间长度。例如，T_P是施加到开关250的控制信号的上升沿之间的时间长度。使用电感器电压V_L、T_on和T_P，调节电压发生器210生成用来生成一个或多个用于开关250的控制信号的调节电压。在一个实施例中，由调节电压发生器210所生成的调节电压是被传达到DAC220的数字值，DAC220产生模拟调节电压V_reg。

为生成调节电压，调节电压发生器210使用电感器电压V_L来确定电感器L1的重置时间T_rst。例如，调节电压发生器210在操作期间接收电感器电压V_L并且将重置时间T_rst确定为电感器电压V_L从第一电压电平转换到第二电压电平所需的时间。例如，调节电压发生器210将重置时间T_rst确定为电感器电压V_L从电压V_o-V_in转换到电压V_o的时间，其中V_in是到转换器电路的输入电压并且V_o是转换器电路的输出电压。在一个实施例中，调节电压发生器210将调节电压计算为：

$V_{\mathrm{reg}}=K_{\mathrm{cc}}\frac{T_p}{T_{\mathrm{on}}+T_{\mathrm{rst}}}---\left(1\right)$

其中，K_cc是下面进一步描述的常数，T_p是开关250的开关周期，T_on是开关250处于导通状态的时间以及T_rst是电感器L1的重置时间。在一个实施例中，调节电压发生器210将K_cc计算为：

K_cc＝2I_{out_nom}R_{is_nom}(2)

其中，R_{is_nom}是输入感测电阻器R_is的电阻，其可以被指定或预先确定，以及I_{out_nom}(也被标识为I_out)是指定的或期望的转换器电路的输出电流。基于R_{is_nom}和I_{out_nom}，可以根据恒定输出电流调节理论来确定K_cc，该理论提供：

$\frac{i_{\mathrm{pk}}}{2}\frac{T_{\mathrm{on}}+T_{\mathrm{rst}}}{T_p}=I_{\mathrm{out}}---\left(3\right)$

峰值电流i_pk可以用跨输入感测电阻器R_is的电压来表示为i_pk＝V_reg/R_is。将该式代入式(3)中并且对V_reg求解，结果是：

$V_{\mathrm{reg}}=2I_{\mathrm{out}}{R}_{\mathrm{is}}\frac{T_p}{T_{\mathrm{on}}+T_{\mathrm{rst}}}---\left(4\right)$

相应地，可以将K_cc确定为指定输出电流I_out和电流感测电阻器R_is的电阻的乘积的2倍。根据所存储的常数K_cc、开关250的导通时间T_on和开关250的开关周期T_p以及电感器重置时间T_rst。

DAC220输出调节电压的模拟版本V_reg作为到比较器230的输入，比较器230还接收跨输入感测电阻器的电压V_Ris作为输入。比较器230判定跨电流感测电阻器的电压V_Ris是否超过调节电压V_reg，并且基于该判定生成控制信号T_on-cc。如果跨输入感测电阻器的电压V_Ris超过调节电压V_reg，那么控制信号T_on-cc具有终止开关250的导通状态的第一值。控制信号T_on-cc被传达到相应地修改开关250的状态的PWM单元240。例如，如果控制信号T_on-cc具有第一值，那么PWM单元修改开关250以终止导通状态。因此，LED控制器310根据电感器电压V_L确定调节电压V_reg并且使用调节电压V_reg来产生修改开关250的状态的控制信号。

图3示出了由图2中所示出的LED控制器110所产生的示例波形。图3示出了由LED控制器110施加到开关250以将其在导通状态和断开状态之间进行转换的控制信号。在图3中，开关当控制信号为高电平时处于导通状态并且当控制信号为低电平时处于断开状态。因此，在图3中，开关250在控制信号为高电平的时间(在图3中被标识为T_on)处于导通状态。在控制信号为低电平的时间T_off期间，开关250处于断开状态。图3还将控制信号上升到高电平和控制信号再次上升到高电平之间的时间标识为开关周期(表示为T_p)。

在图3的示例中，在T_on期间，当开关250处于导通状态时，电感器电压V_L为输入电压V_in和输出电压V_o之间的差(在图3中表示为V_o-V_in)。然而，当开关250处于断开状态时，电感器电压V_L为V_o。

图3还示出了电感器电流，示出当开关250处于导通状态时电感器电流具有从零增加到最大值I_max的三角波形。因此，电感器电流在控制信号为高电平的时间间隔的终点处被最大化。当控制信号从高电平转换到低电平时，开关250进入断开状态，并且电感器电流在时间间隔(重置时间T_rst)上从最大值I_max降回到零。如图3中所示，重置时间T_rst还与电感器电压达到输出电压V_o所逝去的时间相对应。因此，LED控制器110可以通过当开关250从导通状态转换到断开状态时监测电感器电压V_L并且计算电感器电压V_L达到输出电压V_o的时间来确定重置时间T_rst。图3还示出在控制信号为低电平的时间期间死区时间T_d的存在。在死区时间T_d期间，电感器电压V_L继续从输出电压V_o下降并且电感器电流为零。

当控制信号转换到高电平状态时，开关250再次转换到导通状态，电感器电压V_L转换到输出电压减去输入电压V_o-V_in，并且电感器电流开始从零线性上升至其最大值I_pk。当开关250转换到断开状态时，电感器电流达到其最大值I_pk。当开关250转换到断开状态时，在重置时间T_rst期间，电感器电流开始从其最大值I_pk线性下降到零。同样在重置时间T_rst期间，电感器电压V_L转换到输出电压V_o，在重置时间T_rst的终点处达到输出电压V_o，此时电感器电流返回到具有零值。

在阅读本公开内容之后，本领域技术人员将认识到还有用于在没有电流感测的情况下提供恒流控制的LED控制器的附加备选设计。因此，虽然已经阐明和描述了本发明的特定实施例和应用，但应当理解的是，本发明不限于本文所公开的精确结构和组件，并且可以在不脱离本发明的精神和范围的情况下在本文所公开的本发明的方法和装置的布置、操作和细节方面进行对于本领域技术人员来说将是显而易见的各种修改、改变和变化。

Claims (20)

1.一种用于限制电源的输出电流的方法，所述电源的输出端耦合到电感器：

感测跨所述电感器的电压；

感测跨耦合到开关和所述电感器的开关电流感测电阻器的电压；

使用跨所述电感器的所述电压来确定所述电感器的重置时间，所述重置时间表示跨所述电感器的电流从峰值减小到最小值的持续时间；

根据所述重置时间、所述开关的周期和所述开关处于导通状态的时间长度来确定调节电压；

响应于跨所述开关电流感测电阻器的所述电压和所述调节电压之间的比较而生成控制信号，所述控制信号响应于跨所述开关电流感测电阻器的所述电压超过所述调节电压而将所述开关转换到断开状态。

2.根据权利要求1所述的方法，其中所述调节电压与所述开关的所述周期成正比，并且与所述重置时间和所述开关处于导通状态的所述时间长度的和成反比。

3.根据权利要求2所述的方法，其中所述调节电压与所述开关电流感测电阻器的标称输出电流值和电阻成正比。

4.根据权利要求1所述的方法，其中生成所述控制信号包括：基于跨所述开关电流感测电阻器的所述电压和所述调节电压之间的所述比较，来确定所述控制信号的占空比。

5.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：

响应于所述开关处于导通状态而对所述电感器充电；以及

响应于所述开关处于断开状态而对所述电感器放电。

6.根据权利要求5所述的方法，其中所述电感器通过发光二极管(LED)放电。

7.根据权利要求1所述的方法，其中所述开关是双极结型晶体管(BJT)。

8.根据权利要求1所述的方法，其中所述开关是场效应晶体管(FET)。

9.一种恒流控制器，包括：

转换器电路，包括：

开关，配置为响应于开关输入电压有效或无效而导通或断开，以及

耦合到所述开关的电感器，配置为当所述开关导通时储存来自电源电压的电能，并且当所述开关断开时将电能传递给负载；

耦合到所述转换器电路的所述电感器的电压感测端，所述电压感测端配置为感测跨所述电感器的电感器电压；以及

控制器，包括耦合到所述电压感测端的第一输入端和耦合到所述转换器电路的所述开关的输出端，所述控制器配置为接收来自所述电压感测端的感测的电感器电压，并且基于接收到的所述感测的电感器电压而生成所述开关输入电压，以导通或断开所述开关。

10.根据权利要求9所述的恒流控制器，进一步包括：

开关电流感测电阻器，耦合到所述转换器电路的所述开关和所述转换器电路的所述电感器，所述开关电流感测电阻器配置为感测在所述开关导通时间期间通过所述开关的电流。

11.根据权利要求10所述的恒流控制器，其中所述控制器包括：

调节电压发生器，耦合到所述控制器的所述第一输入端，所述调节电压发生器配置为基于所述感测的电感器电压、所述转换器电路的所述开关导通的时间长度和所述开关的周期而生成调节电压；

比较器，接收来自所述调节电压发生器的所述调节电压和跨所述开关电流感测电阻器的所述电压，所述比较器配置为响应于所述调节电压和跨所述开关电流感测电阻器的所述电压之间的比较而生成比较器输出信号；

脉宽调制器(PWM)，配置为接收所述比较器输出信号，并且响应于跨所述开关电流感测电阻器的所述电压超过所述调节电压而生成将所述开关转换到断开状态的控制信号。

12.根据权利要求11所述的恒流控制器，其中所述调节电压与所述开关的所述周期成正比，并且与重置时间和所述转换器电路的所述开关导通的所述时间长度的和成反比，所述重置时间表示跨所述转换器电路的所述电感器的电流从峰值减小到最小值的持续时间。

13.根据权利要求12所述的恒流控制器，其中所述调节电压与所述开关电流感测电阻器的标称输出电流值和电阻成正比。

14.根据权利要求10所述的恒流控制器，其中所述控制器进一步包括：

数模转换器(DAC)，所述DAC的输入端耦合到所述调节电压发生器的所述输出端，并且所述DAC的输出端耦合到所述比较器，所述DAC配置为将所述调节电压的数字表示转换成所述调节电压的模拟表示。

15.根据权利要求9所述的恒流控制器，其中生成所述控制信号包括：基于跨所述开关电流感测电阻器的所述电压和所述调节电压之间的所述比较来确定所述控制信号的占空比。

16.根据权利要求9所述的恒流控制器，进一步包括：

耦合到所述开关的桥式整流器，所述桥式整流器配置为对交流(AC)电源电压整流并且生成直流(DC)电源电压。

17.根据权利要求9所述的恒流控制器，其中所述开关是双极结型晶体管。

18.根据权利要求9所述的恒流控制器，其中所述开关是场效应晶体管(FET)。

19.根据权利要求18所述的恒流控制器，其中所述FET是金属氧化物半导体FET(MOSFET)。

20.根据权利要求9所述的恒流控制器，其中所述负载是发光二极管(LED)。

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