CN103389773A - 电源阵列模拟器的并联均流型快速动态功率调整电路 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种电源阵列模拟器的并联均流型快速动态功率调整电路，包括用于接收FET-CONTROL信号的高精度运放电路，其输出端依次通过第一、二级增强高速驱动电路与大功率开关变换电路的输入端相连，大功率开关变换电路的输出端与渐进式饱和电路的输入端相连，渐进式饱和电路的输出端与IGC电流取样电路的输入端相连。本发明通过FET-CONTROL信号和IGC电流取样电路的共同作用，以及各电路控制参数、元器件参数的一致性控制等技术，最终达到多组并联功率电路的快速动态功率调整功能。本发明能够实现功率快速动态调整、具有良好的输出特性、动态响应快速、可靠性高。
Description
技术领域
本发明涉及快速动态功率调整技术领域，尤其是一种电源阵列模拟器的并联均流型快速动态功率调整电路。
背景技术
电源阵列模拟器是太阳能电池模拟测试、试验中必不可少的专用设备，在各种特性方面均要模拟太阳能电池的种种复杂供电特性。电源阵列模拟器的负载设备具有以下几个主要特征：1、负载工作频率高达100kHz；2、瞬态电流变化速率达到500A/μs；3、母线瞬变电压范围仅为母线电压的1%。这些技术指标对电源阵列模拟器的瞬间开关性带载能力、负载动态响应速度、稳压精度提出了极大的挑战；因此，必须研究出适合这一特殊要求的并联均流型快速功率调整电路。
目前，多采用交错并联、输出电容优化、线性电源辅助方式等控制方式。采用多相交错并联方式的控制器相当复杂，而且其电流检测和均流等问题难以解决；输出电容优化方式受电容质量、价格、数量等诸多因素影响，同时单纯的输出电容优化方式难免会增大输出电压纹波，对瞬态响应的结束阶段的超调和调整时间影响也较大；线性电源辅助方式因为其效率低下，无法实现高效动态调整。总之，上述方式均无法满足电源阵列模拟器的上述技术指标要求。
发明内容
本发明的目的在于提供一种能够实现功率快速动态调整、具有良好的输出特性、动态响应快速、可靠性高的电源阵列模拟器的并联均流型快速动态功率调整电路。
为实现上述目的，本发明采用了以下技术方案：一种电源阵列模拟器的并联均流型快速动态功率调整电路，包括用于接收FET-CONTROL信号的高精度运放电路，其输出端依次通过第一、二级增强高速驱动电路与大功率开关变换电路的输入端相连，大功率开关变换电路的输出端与渐进式饱和电路的输入端相连，渐进式饱和电路的输出端与IGC电流取样电路的输入端相连。
所述高精度运放电路包括由第一、二运放N1B、N1A组成的双运算放大器，第一运放N1B的正相输入端通过熔断器F1接FET-CONTROL信号，第一运放N1B的正相输入端与第二运放N1A的正相输入端相连，第一运放N1B的反相输入端与二极管阵列V3的第1引脚相连，二极管阵列V3的第2引脚与第一运放N1B的输出端相连，二极管阵列V3的第3引脚接第二运放N1A的第8引脚，二极管阵列V13的第1引脚接第二运放N1A的反相输入端，二极管阵列V13的第2引脚接第二运放N1A的输出端，二极管阵列V13的第3引脚通过电容C21接地，第一、二运放N1B、N1A的输出端均与第一级增强高速驱动电路的输入端相连。
所述第一级增强高速驱动电路包括MOS管V1、V2、V11、V12，MOS管V1的栅极与MOS管V2的栅极相连后接第一运放NIA的输出端，MOS管V1的漏极通过电阻R3与MOS管V2的源极相连后接第二级增强高速驱动电路的输入端，MOS管V2的源极通过电阻R6接地，MOS管V2的漏极接地；MOS管V11的栅极与MOS管V12的栅极相连后接第二运放N1B的输出端，MOS管V11的漏极通过电阻R14与MOS管V12的源极相连后接第二级增强高速驱动电路的输入端，MOS管V12的源极通过电阻R17接地，MOS管V12的漏极接地。
所述第二级增强高速驱动电路包括三极管V4、V5、V14、V15，三极管V4、V5的基极相连后通过电阻R5接MOS管V2的源极，三极管V4的发射极与三极管V5的发射极相连，大功率开关变换电路的输入端接在三极管V4、V5的发射极之间，三极管V5的集电极接二极管阵列V8的第1引脚，二极管阵列V8的第3引脚与三极管V15的集电极相连，三极管V15、V14的发射极相连，大功率开关变换电路的输入端接在三极管V14、V15的发射极之间，三极管V14、V15的基极相连后通过电阻R16接MOS管V12的源极。
所述大功率开关变换电路包括MOS管V7、V17，MOS管V7的栅极通过电阻R7接在三极管V4、V5的发射极之间，MOS管V7的源极与渐进式饱和电路的输入端相连；MOS管V17的栅极通过电阻R18接在三极管V14、V15的发射极之间，MOS管V17的源极与渐进式饱和电路的输入端相连。
所述渐进式饱和电路包括渐进式饱和电感L1、L11，渐进式饱和电感L1的一端通过电阻R9接MOS管V7的源极，渐进式饱和电感L1的另一端接地，电阻R10的一端与电阻R9相连，电阻R10的另一端通过电阻R11接地；渐进式饱和电感L11的一端通过电阻R20接MOS管V17的源极，渐进式饱和电感L11的另一端接地，电阻R21的一端与电阻R20相连，电阻R21的另一端通过电阻R22接地。
所述IGC电流取样电路包括取样电阻R25，其第1引脚分别与渐进式饱和电感L1、L11的一端相连，其4脚接电路的输出正端+OUT，其检测端即第2、3脚分别与高阻检测端+Is和-Is相连。
由上述技术方案可知，本发明中的FET-CONTROL信号经过高精度运放电路放大，放大后的误差信号送到第一级增强高速驱动电路进行快速开关放大后，再送到第二级增强高速驱动电路对电压、电流同步放大，进而满足大功率开关变换电路的各项驱动波形要求；大功率开关变换电路完成功率转换功能，渐进式饱和电路实现开关冲击电流的动态抑制功能，而IGC电流取样电路则实现多路并联电路的总电流控制功能。通过FET-CONTROL信号和IGC电流取样电路的共同作用，以及各电路控制参数、元器件参数的一致性控制等技术，最终达到多组并联功率电路的快速动态功率调整功能。本发明能够实现功率快速动态调整、具有良好的输出特性、动态响应快速、可靠性高。
附图说明
图1是本发明的电路框图；
图2是本发明的电路原理图；
图3是本发明中误差放大器反馈控制电路图；
图4是本发明的输出纹波波形图；
图5是源瞬态响应波形图；
图6是负载瞬态响应波形图。
具体实施方式
一种电源阵列模拟器的并联均流型快速动态功率调整电路，包括用于接收FET-CONTROL信号的高精度运放电路1，其输出端依次通过第一、二级增强高速驱动电路2、3与大功率开关变换电路4的输入端相连，大功率开关变换电路4的输出端与渐进式饱和电路5的输入端相连，渐进式饱和电路5的输出端与IGC电流取样电路6的输入端相连。如图1所示。
FET-CONTROL信号经过高精度运放电路1，高精度运放电路1将放大后的误差信号送到第一级增强高速驱动电路2，经第一级增强高速驱动电路2进行快速开关放大后，再送到第二级增强高速驱动电路3对电压、电流同步放大，进而满足大功率MOSFET开关管的各项驱动波形要求；大功率开关变换电路4完成功率转换功能，渐进式饱和电路5实现开关冲击电流的动态抑制功能，而IGC电流取样电路6则实现多路并联电路的总电流控制功能；通过FET-CONTROL信号和IGC电流取样电路6的共同作用，以及各电路控制参数、元器件参数的一致性控制等技术，最终达到多组并联功率电路的快速动态功率调整。
如图2所示，所述高精度运放电路1包括由第一、二运放N1B、N1A组成的双运算放大器，第一运放N1B的正相输入端通过熔断器F1接FET-CONTROL信号，第一运放N1B的正相输入端与第二运放N1A的正相输入端相连，第一运放N1B的反相输入端与二极管阵列V3的第1引脚相连，二极管阵列V3的第2引脚与第一运放N1B的输出端相连，二极管阵列V3的第3引脚接第二运放N1A的第8引脚，二极管阵列V13的第1引脚接第二运放N1A的反相输入端，二极管阵列V13的第2引脚接第二运放N1A的输出端，二极管阵列V13的第3引脚通过电容C21接地，第一、二运放N1B、N1A的输出端均与第一级增强高速驱动电路2的输入端相连。双运算放大器具有较低的输入偏移电压、输入偏移电流，且具有较好的偏移电压温度系数，对电流的控制准确度起到一定的保证作用；二极管阵列V3、V13采用对管或者阵列形式，从制造工艺的源头就保证了元器件参数的一致性，有效地解决了各调整管的控制电路工作状态一致性问题。电阻R1、R2、电容C1、C2和电阻R12、R13、电容C11、C12，以及双运算放大器组成RC串联负反馈放大电路，由于采取的是RC串联负反馈，所以直流增益即为双运算放大器的开环增益，而交流增益近似为RC的等效交流阻抗，因此，电流检测的交、直流反馈系数都能达到适合本设计的理想参数。
如图2所示，所述第一级增强高速驱动电路2包括MOS管V1、V2、V11、V12，MOS管V1的栅极与MOS管V2的栅极相连后接第一运放NIA的输出端，MOS管V1的漏极通过电阻R3与MOS管V2的源极相连后接第二级增强高速驱动电路3的输入端，MOS管V2的源极通过电阻R6接地，MOS管V2的漏极接地；MOS管V11的栅极与MOS管V12的栅极相连后接第二运放N1B的输出端，MOS管V11的漏极通过电阻R14与MOS管V12的源极相连后接第二级增强高速驱动电路3的输入端，MOS管V12的源极通过电阻R17接地，MOS管V12的漏极接地。MOS管V1、V2和MOS管V11、V12的驱动电流要求极低，因此，可以在几乎不增加双运算放大器负载的情况下就能完成电流放电功能。
如图2所示，所述第二级增强高速驱动电路3包括三极管V4、V5、V14、V15，三极管V4、V5的基极相连后通过电阻R5接MOS管V2的源极，三极管V4的发射极与三极管V5的发射极相连，大功率开关变换电路4的输入端接在三极管V4、V5的发射极之间，三极管V5的集电极接二极管阵列V8的第1引脚，二极管阵列V8的第3引脚与三极管V15的集电极相连，三极管V15、V14的发射极相连，大功率开关变换电路4的输入端接在三极管V14、V15的发射极之间，三极管V14、V15的基极相连后通过电阻R16接MOS管V12的源极。
如图2所示，所述大功率开关变换电路4包括MOS管V7、V17，MOS管V7的栅极通过电阻R7接在三极管V4、V5的发射极之间，MOS管V7的源极与渐进式饱和电路5的输入端相连；MOS管V17的栅极通过电阻R18接在三极管V14、V15的发射极之间，MOS管V17的源极与渐进式饱和电路5的输入端相连。所述渐进式饱和电路5包括渐进式饱和电感L1、L11，渐进式饱和电感L1的一端通过电阻R9接MOS管V7的源极，渐进式饱和电感L1的另一端接地，电阻R10的一端与电阻R9相连，电阻R10的另一端通过电阻R11接地；渐进式饱和电感L11的一端通过电阻R20接MOS管V17的源极，渐进式饱和电感L11的另一端接地，电阻R21的一端与电阻R20相连，电阻R21的另一端通过电阻R22接地。
如图2所示，所述IGC电流取样电路6包括取样电阻R25，其第1引脚分别与渐进式饱和电感L1、L11的一端相连，其4脚接电路的输出正端+OUT，其检测端即第2、3脚分别与高阻检测端+Is和-Is相连。由于检测端接到内部极高输入阻抗的测试回路，使得流经测试回路的电流几乎为零，所以检测到的电压基本是取样电阻本身的压降，引线电阻和接触电阻完全可以忽略，从而提高了电流检测精度。
渐进式饱和电感L1、L11采用高精度V形磁芯气隙工艺设计，不仅使瞬态调整电感器,即渐进式饱和电感L1、L11能够工作在较大的电流范围内，而且使调整管，即MOS管V7和V17在开通瞬间能够无延迟的进入自动快速均流状态，因为某一路电流发生突变时，电感器立即趋向饱和状态，该路电流将大大增加，此路负反馈电路将抑制其增加趋势，从而达到一种良性的动态均流状态，其中，负反馈电路由第一、二运放N1B、N1A及其外围电路组成。
以下结合图2对本发明作进一步的说明。
电阻R1、R2、C1、C2以及R12、R13、C11、C12组成对误差放大器进行相位补偿，确保输出环路稳定工作。为了既保证输出控制精度，又能有效抑制纹波，环路增益在低频时应尽可能高，在高频时应当降低增益。误差放大器反馈控制见图3。
选择交越频率为负载最大开关频率的1/5，即20kHz。20kHz处输出电路增益为-40dB。因此，误差放大器此频率的增益为＋40dB。误差放大器增益为R2/R1。取R1为1kΩ，则R2为100kΩ。
为降低高频增益，以减少尖峰噪声，取k=5，零点频率fz＝20/5=4kHz，C1=(2π×105×4×103)-1＝400pF。
极点在fp=100kHz，则C2=(2π×105×100×103)－1=16pF。
图4为本发明输出纹波波形（10mV/div）。可以看出，电源工作稳定，输出纹波满足设计要求。
为了提高功率动态响应速度，各调整管驱动采用了两级增强高速驱动技术，考虑到通常驱动信号的印制板布线可能会产生一定的引线电感L，并且为了防止外部干扰，还是要使用Rg驱动电阻进行抑制, 以克服密勒效应等不利影响因素。考虑到走线分布电容的影响，这个电阻要尽量靠近MOSFET的栅极。关于栅极驱动电阻Rg、引线电感L对于上升时间的影响见表1。
表1 Rg、L和上升时间关系表
| Tr(nS) | 19 | 45 | 229 | 21 | 49 | 241 |
| Rg(Ω) | 10 | 22 | 47 | 10 | 22 | 47 |
| L(nH) | 30 | 30 | 30 | 80 | 80 | 80 |
从表1可以看到引线电感L对上升时间的影响比较小，主要还是栅极驱动电阻Rg影响比较大。上升时间可以用2*Rg*Cgs来近似估算，通常上升时间小于导通时间的二十分之一时，上升时间对MOSFET的调整速度的影响基本上就可以忽略了。
因此当MOSFET的最小导通时间确定后，栅极驱动电阻Rg的最大值也就确定了 
，
Ton负载最大开关频率对应的最小导通时间；一般栅极驱动电阻Rg在取值范围内越小越好，但是考虑EMI的话可以适当取大。本发明中R7、R18均取值22Ω。
本发明主要考虑的瞬态响应分为源瞬态响应和负载瞬态响应。我们用恢复时间作为衡量瞬态响应优劣的技术指标。
对于源瞬态响应，用恢复时间作为瞬态响应的指标,即当供电电压发生阶跃变化时,稳压源输出电压U从阶跃开始到最终回归允许误差带(U-ΔU,U+ΔU)以内的时间ΔtS,如图5所示。测量时,为了便于观察,让供电电压幅值变化为:65V→70V→75V→70V→65V,周期变化。供电电压阶跃的上升时间应小于ΔtS的1/10。
对于负载瞬态响应，用恢复时间作为瞬态响应的指标,即负载电流发生阶跃变化时,稳压源输出电压U从阶跃开始到最终回归允许误差带(U-ΔU,U+ΔU)以内的时间ΔtZ,如图6所示。测量时,为了便于观察,让负载电流幅值变化为:Ib→0.1Ib→Ib→0.1Ib,周期变化，其中,Ib是稳压电源的最大输出电流。负载电流阶跃的上升时间应小于ΔtZ的1/10,每次阶跃保持时间应大于5ΔtZ。
针对上述电路实验内容，根据实际需要重点对以下内容和数据进行了相应的记录，表2是本发明的源瞬态响应和负载瞬态响应在不同频率下的关系表。
表2 瞬态响应和频率关系表
可见，本发明采用并联均流型快速功率调整技术提高电路响应速度，加快了电路的扰动恢复速度，使电路对负载的快速切换具有较好的瞬态调节能力，有效提高了系统的稳定性和动态性能指标。
Claims (7)
1.一种电源阵列模拟器的并联均流型快速动态功率调整电路，其特征在于：包括用于接收FET-CONTROL信号的高精度运放电路（1），其输出端依次通过第一、二级增强高速驱动电路（2、3）与大功率开关变换电路（4）的输入端相连，大功率开关变换电路（4）的输出端与渐进式饱和电路（5）的输入端相连，渐进式饱和电路（5）的输出端与IGC电流取样电路（6）的输入端相连。
2.根据权利要求1所述的电源阵列模拟器的并联均流型快速动态功率调整电路，其特征在于：所述高精度运放电路（1）包括由第一、二运放N1B、N1A组成的双运算放大器，第一运放N1B的正相输入端通过熔断器F1接FET-CONTROL信号，第一运放N1B的正相输入端与第二运放N1A的正相输入端相连，第一运放N1B的反相输入端与二极管阵列V3的第1引脚相连，二极管阵列V3的第2引脚与第一运放N1B的输出端相连，二极管阵列V3的第3引脚接第二运放N1A的第8引脚，二极管阵列V13的第1引脚接第二运放N1A的反相输入端，二极管阵列V13的第2引脚接第二运放N1A的输出端，二极管阵列V13的第3引脚通过电容C21接地，第一、二运放N1B、N1A的输出端均与第一级增强高速驱动电路（2）的输入端相连。
3.根据权利要求2所述的电源阵列模拟器的并联均流型快速动态功率调整电路，其特征在于：所述第一级增强高速驱动电路（2）包括MOS管V1、V2、V11、V12，MOS管V1的栅极与MOS管V2的栅极相连后接第一运放NIA的输出端，MOS管V1的漏极通过电阻R3与MOS管V2的源极相连后接第二级增强高速驱动电路（3）的输入端，MOS管V2的源极通过电阻R6接地，MOS管V2的漏极接地；MOS管V11的栅极与MOS管V12的栅极相连后接第二运放N1B的输出端，MOS管V11的漏极通过电阻R14与MOS管V12的源极相连后接第二级增强高速驱动电路（3）的输入端，MOS管V12的源极通过电阻R17接地，MOS管V12的漏极接地。
4.根据权利要求3所述的电源阵列模拟器的并联均流型快速动态功率调整电路，其特征在于：所述第二级增强高速驱动电路（3）包括三极管V4、V5、V14、V15，三极管V4、V5的基极相连后通过电阻R5接MOS管V2的源极，三极管V4的发射极与三极管V5的发射极相连，大功率开关变换电路（4）的输入端接在三极管V4、V5的发射极之间，三极管V5的集电极接二极管阵列V8的第1引脚，二极管阵列V8的第3引脚与三极管V15的集电极相连，三极管V15、V14的发射极相连，大功率开关变换电路（4）的输入端接在三极管V14、V15的发射极之间，三极管V14、V15的基极相连后通过电阻R16接MOS管V12的源极。
5.根据权利要求4所述的电源阵列模拟器的并联均流型快速动态功率调整电路，其特征在于：所述大功率开关变换电路（4）包括MOS管V7、V17，MOS管V7的栅极通过电阻R7接在三极管V4、V5的发射极之间，MOS管V7的源极与渐进式饱和电路（5）的输入端相连；MOS管V17的栅极通过电阻R18接在三极管V14、V15的发射极之间，MOS管V17的源极与渐进式饱和电路（5）的输入端相连。
6.根据权利要求5所述的电源阵列模拟器的并联均流型快速动态功率调整电路，其特征在于：所述渐进式饱和电路（5）包括渐进式饱和电感L1、L11，渐进式饱和电感L1的一端通过电阻R9接MOS管V7的源极，渐进式饱和电感L1的另一端接地，电阻R10的一端与电阻R9相连，电阻R10的另一端通过电阻R11接地；渐进式饱和电感L11的一端通过电阻R20接MOS管V17的源极，渐进式饱和电感L11的另一端接地，电阻R21的一端与电阻R20相连，电阻R21的另一端通过电阻R22接地。
7.根据权利要求6所述的电源阵列模拟器的并联均流型快速动态功率调整电路，其特征在于：所述IGC电流取样电路（6）包括取样电阻R25，其第1引脚分别与渐进式饱和电感L1、L11的一端相连，其4脚接电路的输出正端+OUT，其检测端即第2、3脚分别与高阻检测端+Is和-Is相连。
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