CN103379061A

CN103379061A - 一种微波系统的同步与均衡联合设计方法和装置

Info

Publication number: CN103379061A
Application number: CN2012101072417A
Authority: CN
Inventors: 曹南山
Original assignee: ZTE Corp
Current assignee: ZTE Corp
Priority date: 2012-04-12
Filing date: 2012-04-12
Publication date: 2013-10-30
Anticipated expiration: 2032-04-12
Also published as: EP2838208A4; WO2013152561A1; EP2838208B1; EP2838208A1; CN103379061B

Abstract

本发明公开了一种微波系统中同步与均衡联合设计方法和装置，根据频偏估计结果，对接收数据进行频偏补偿；完成时间粗同步和时间精同步后，根据得到的同步位置调整值调整接收符号的定时位置；并根据同步位置调整值对均衡器滤波系数进行移位后，完成信道均衡。采用本发明，当同步位置发生调整时，能够有效避免均衡器的重新收敛问题。

Description

一种微波系统的同步与均衡联合设计方法和装置

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种微波系统的同步与均衡联合设计方法和装置。

背景技术

微波通信(Microwave Communication)是使用微波(波长在0.1毫米至1米之间的电磁波)进行通信的技术。微波通信不需要固体介质，当两点间直线距离内无障碍时就可以使用微波传送。利用微波进行通信具有容量大、质量好并可传至很远的距离，因此是国家通信网的一种重要通信手段，也广泛适用于各种专用通信网。

由于微波的频率极高，波长又很短，其在空中的传播特性与光波相近，也就是直线前进，遇到阻挡就被反射或被阻断，因此，微波通信的主要方式是视距通信，超过视距以后需要中继转发。一般说来，由于地球曲面的影响以及空间传输的损耗，每隔50公里左右，就需要设置中继站，将电波放大转发而延伸。这种通信方式，也称为微波中继通信或称微波接力通信。长距离微波通信干线可以经过几十次中继而传至数千公里仍可保持很高的通信质量。

微波通信的主要优点为：

1)通信频段的频带宽，传输信息容量大。微波频段占用的频带约300GHz，而全部长波、中波和短波频段占有的频带总和不足30MHz。一套微波中继通信设备可以容纳几千甚至上万条话路同时工作，或传输电视图像信号等宽频带信号。

2)通信稳定、可靠。当通信频率高于100MHz时，工业干扰、天电干扰及太阳黑子的活动对其影响小。由于微波频段频率高，这些干扰对微波通信的影响极小。

3)通信灵活性较大。微波中继通信采用中继方式，可以实现地面上的远距离通信，并且可以跨越沼泽、江河、高山等特殊地理环境。在遭遇地震、洪水、战争等灾祸时，通信的建立及转移都较容易，这些方面比有线通信具有更大的灵活性。

4)天线增益高、方向性强。当天线面积给定时，天线增益与工作波长的平方成反比。由于微波通信的工作波长短，天线尺寸可做得很小，通常做成增益高，方向性强的面式天线。这样可以降低微波发信机的输出功率，利用微波天线强的方向性使微波电磁波传播方向对准下一接收站，减少通信中的相互干扰。

5)投资少、建设快。与其它有线通信相比，在通信容量和质量基本相同的条件下，按话路公里计算，微波中继通信线路的建设费用低，建设周期短。

在微波通信中，接收端的同步与均衡设计都是微波通信极为基础和重要的部分。传统的微波接收端中，同步和均衡设计是两个独立的部分，同步模块完成系统时间及频率同步，均衡模块完成信道补偿。其中，时间同步普遍采用的时域自相关或互相关技术，通过设计特定的同步符号，接收机进行相关搜索，完成时间上同步；频率同步大多建立在时间同步的基础之上，通过设计的同步符号或者导频进行估计；均衡器的设计大多采用分数倍的抽头滤波器实现，一般还会带有反馈机制。这些传统的设计，将同步和均衡完全独立，导致同步设计受到很大限制，当出现同步偏移及恢复时，会导致均衡器重新收敛，致使影响接收解码；同时，时间同步也大都限制在时域范围之内，在恶劣环境下的性能难以保证。

发明内容

本发明解决的技术问题是提供一种微波系统的同步与均衡联合设计方法和装置，以完成接收端的同步及均衡。

为解决上述技术问题，本发明提供了一种微波系统中同步与均衡联合设计方法，包括：

根据频偏估计结果，对接收数据进行频偏补偿；

完成时间粗同步和时间精同步后，根据得到的同步位置调整值调整接收符号的定时位置；并根据所述同步位置调整值对均衡器滤波系数进行移位后，完成信道均衡。

进一步地，所述时间粗同步，具体包括：

缓存接收到的数据，并根据所述数据中发送的两个连续的同步符号，计算延迟相关值；

搜索所述延迟相关值的最大值，所述延迟相关值的最大值所对应的位置即为粗同步结果。

进一步地，所述时间精同步，具体包括：

以粗同步结果为起点，提取N个接收数据并进行快速傅立叶变换(FFT)，得到第一频域符号序列；

对本地存储的同步符号进行FFT变换后，得到第二频域符号序列；

对所述第一频域符号序列与所述第二频域符号序列的比值进行逆快速傅立叶变换(IFFT)，得到时域冲击响应；

搜索所述时域冲击响应的最大值，所述时域冲击响应的最大值所对应的位置即为所述同步位置调整值。

进一步地，所述的根据所述同步位置调整值对均衡器滤波系数进行移位，具体包括：

如果所述同步位置调整值d＝0，则均衡器滤波系数保持不变；

如果d＞0，则将均衡器滤波系数左移d个数据；

如果d＜0，则将均衡器滤波系数右移abs(d)个数据；

其中，abs(d)为d的绝对值。

进一步地，所述的完成信道均衡，具体包括：

当接收符号为同步符号或者导频时，对均衡器滤波系数进行收敛；

接收符号为数据时，将数据逐个输入滤波器，滤波输出均衡后的数据。

此外，本发明还提供了一种微波系统中同步与均衡联合设计装置，所述装置包括：

频率同步模块，用于根据频偏估计结果，对接收数据进行频偏补偿；

时间粗同步模块，用于完成时间粗同步；

时间精同步模块，用于根据得到的同步位置调整值调整接收符号的定时位置；

自适应均衡器，用于根据所述同步位置调整值对均衡器滤波系数进行移位后，完成信道均衡。

进一步地，所述时间粗同步模块进一步包括数据缓存模块、相关计算模块和峰值搜索模块，

所述数据缓存模块，用于缓存接收到的数据；

所述相关值计算模块，用于根据所述接收到的数据中发送的两个连续的同步符号，计算延迟相关值；

所述峰值搜索模块，用于所述延迟相关值的最大值，其中所述延迟相关值的最大值所对应的位置即为粗同步结果。

进一步地，所述时间精同步模块进一步包括同步符号缓存模块、FFT/IFFT模块和CIR估计及搜索模块；

所述同步符号缓存模块，用于以粗同步结果为起点，提取N个接收数据；

所述FFT/IFFT模块，用于对提取的所述N个接收数据进行FFT变换，得到第一频域符号序列；以及，对本地存储的同步符号进行FFT变换后，得到第二频域符号序列；

所述CIR估计及搜索模块，用于对所述第一频域符号序列与所述第二频域符号序列的比值进行IFFT变换，得到时域冲击响应；并搜索所述时域冲击响应的最大值，所述时域冲击响应的最大值所对应的位置即为所述同步位置调整值。

进一步地，所述频率同步模块进一步包括频偏估计模块和频偏补偿模块，

所述频偏估计模块，用于估计载波频偏；

所述频偏补偿模块，用于根据所述载波频偏估计结果，完成载波频偏的补偿。

进一步地，所述自适应均衡器进一步包括误差估计模块、系数控制模块和横向滤波模块，

所述误差估计模块，用于计算均衡误差；

所述系数控制模块，用于完成均衡器滤波系数的移位；

所述横向滤波模块，用于实现数据滤波。

综上所述，本发明提出了一种基于FFT(快速傅立叶变换)/IFFT(逆快速傅立叶变换)的时间同步方案，并将同步和均衡进行联合设计，有效提高了时间同步的估计性能，同时，解决了均衡器对同步调整的限制，提高了接收机的整体性能。

采用本发明所述的技术方案后，至少具有如下有益效果：

1.采用同步、均衡联合设计，同步位置发生调整时，有效避免了均衡器的重新收敛问题；

2.采用FFT/IFFT方法进行时间同步，用延迟相关替换了传统的本地相关，极大的减小了相关器的资源开销；

3.采用联合设计的结构后，同步时可以根据当前状况随时调整同步位置，避免采样钟误差导致的同步漂移累积。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1为本发明的同步与均衡联合设计的流程示意图；

图2为发送的同步符号的示意图；

图3为本发明实施例的同步与均衡联合设计装置的结构示意图。

具体实施方式

如图1所示，本实施方式提供一种微波系统的同步与均衡联合设计方法，采用如下方案：

频偏补偿：根据频偏估计结果，对接收数据进行频偏补偿；

时间粗同步：根据缓存的同步符号计算延迟相关值，并搜索延迟相关值的最大值作为时间粗同步的结果；

时间精同步：根据得到的同步位置调整值调整接收符号的定时位置；

频偏估计：采用延迟相关算法，得出频偏估计结果；

自适应均衡：根据所述同步位置调整值对均衡器系数进行移位后，完成信道均衡。

具体地，所述时间精同步中，可按照以下方式得到同步位置调整值：

以粗同步结果为起点，提取N个接收数据并进行快速傅立叶变换，得到第一频域符号序列；

对第一频域符号序列与第二频域符号序列的比值进行逆快速傅立叶变换，得到时域冲击响应；

搜索时域冲击响应的最大值，该时域冲击响应的最大值所对应的位置即为所述同步位置调整值。

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下文中将结合附图对本发明的实施例进行详细说明。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互任意组合。

本实施例的微波系统的同步与均衡联合设计流程，主要包括如下步骤：

第一步：根据频偏估计模块输出的频偏值，对接收数据进行频偏补偿。

第二步：缓存接收到的数据，根据数据中的两个完整的连续的同步符号，计算延迟相关值y。

其中，同步符号为收发双方约束好的已知序列，每次连续发送2个同步符号，如图2所示。

第三步：搜索y的最大值，最大值所对应的位置即为粗同步的结果。

第四步：以粗同步结果为起点，提取N个接收数据a(n)，并进行FFT变换，得到N个频域符号A(n)，其中，N为正整数。

第五步：对本地存储的同步符号b(n)进行FFT变换，得到N个频域符号B(k)，k＝0，1，......，N-1。

该步骤可以事先在本地直接存储B(k)即可实现。

第六步：计算时域冲击响应。

利用A(n)、B(k)序列，采用单抽头信道估计算法，可计算得到频域信道响应，再对频域信道响应进行IFFT变换，可以得到时域冲击响应c(n)。

第七步：搜索c(n)的最大值，最大值的位置即为同步位置调整值d。

系统根据同步位置调整值d的数值，调整接收符号的定时位置。

第八步：频偏估计。

可采用典型的延迟相关算法，对重复发送的训练序列进行延迟相关，并采用累加去噪，计算其相角，通过相角和采样时间可以估计出载波频偏。

其中，频偏既可以利用连续发送的同步符号来进行估计；如果系统中有导频，也可以使用导频进行频偏估计。

第九步：根据频偏估计结果(即估计出的载波频偏)，对接收数据进行频偏补偿。

其中，频偏补偿位于时间粗同步之前，具体补偿方法为对各个接收数据进行相应的相位旋转。

第十步：根据同步位置调整值d，对均衡器的滤波系数进行移位。

具体地，如果d＞0，则滤波系数左移d个数据，后面填0；否则，滤波器系数右移abs(d)个数据，前面填0。”abs”表示求绝对值运算。

第十一步：进行均衡滤波，该步骤即为普通的自适应均衡，可采用LMS(Least mean square，最小均方算法)或者其他自适应算法，滤波器结构为多抽头FIR。该算法已经非常普遍和成熟，此处不再赘述。

如图3所示，本发明实施例中还提供了一种微波系统中同步与均衡联合设计装置，该装置主要包括以下几个模块：

时间粗同步模块，用于完成时间粗同步。

时间精同步模块，用于完成时间精同步。

频率同步模块，用于完成频率同步。

自适应均衡器，用于完成信道均衡。

其中，上述的时间粗同步模块，又包括数据缓存模块、相关值计算模块和峰值搜索模块。数据缓存模块，用于存储接收数据；相关值计算模块，用于计算各个时刻的延迟相关值；峰值搜索模块，用于搜索最大延迟相关值。

其中，上述的时间精同步模块，又包括同步符号缓存模块、FFT/IFFT模块、时域冲击响应(CIR)估计及搜索模块。同步符号缓存模块，用于缓存接收到的同步符号，并发送给频偏估计模块；FFT/IFFT模块，用于实现FFT和IFFT变换；CIR估计及搜索模块，用于实现时域冲击响应估计，并搜索最大的时域冲击响应值。

其中，上述的频率同步模块，又包括频偏估计模块和频谱补偿模块。频偏估计模块，用于实现载波频偏估计；频偏补偿模块，用于完成载波频偏的补偿。

其中，上述的自适应均衡器，又包括误差估计模块、系数控制模块和横向滤波模块。误差计算模块，用于计算均衡误差值；系数控制模块，用于根据精同步位置和计算的均衡误差值完成滤波系数的移位和更新；横向滤波模块，用于实现数据滤波。

以下将给出一个具体实例对本发明的实施作进一步详细说明。该具体实例，主要包括如下步骤：

步骤101、缓存两个同步符号长度的数据，计算延迟相关值，具体可以采用如下计算方法：

y (j) = Σ_{i = 0}^{N - 1} x (i) * x {(i + N)}^{'}

其中，N为同步符号的长度。

步骤102、搜索y的最大值，最大值所对应的位置即为粗同步的结果。

步骤103、以粗同步结果为起点，提取N个接收数据a(n)，并进行FFT变换，得到N个频域符号A(n)。

步骤104、对本地存储的同步符号b(n)进行FFT变换，得到B(k)。

步骤105、计算时域冲击响应，计算方法如下：

C(k)＝A(k)/B(k)；

c(n)＝IFFT[C(k)]。

步骤106、搜索c(n)的最大值，最大值的位置即为同步位置调整值d。

步骤107、频偏估计，采用典型的延迟相关算法，估计方法如下：

Δf = \frac{\arg [Σ_{j = 0}^{M} Σ_{k = 0}^{N - 1} a_{j - 1, k} * a_{j, k}^{'}]}{2 π * N * T_{s}}

其中，arg表示求角度，M为多次累加的个数，N为同步符号长度，Ts为每个数据的长度；M＝1，表示采用连续的两个同步符号进行一次频偏估计。

步骤108、根据频偏估计结果，对接收数据进行频偏补偿：

\overset{&OverBar;}{a (n)} = a (n) * e^{j * Δf * 2 π * n * T_{s}}

其中，

为频偏补偿之后的数据，Δf为频偏估计值，Ts为采样间隔。根据实际情况，可采用查找表或者CORDIC(Coordinate Rotation DigitalComputer，坐标旋转数字计算方法)算法来实现相位旋转。

步骤109、根据同步位置调整值d，对均衡器系数进行移位。

如果d＜0，则滤波系数循环左移d个数据，后面填充d个0；如果d＞0，则滤波器系数右移abs(d)个数据，前面填充abs(d)个0。具体操作如下：

如果d＝0，系数不做调整；

如果d＞0，将Coef_old的后k-d个数据赋值给Coef_new的前k-d个数据，Coef_new其余系数赋0；

如果d＜0，将Coef_old的前k+d个数据赋值给Coef_new的后k+d个数据，Coef_new其余系数赋0。

其中Coef_new为根据精同步调整之后的滤波器系数，Coef_old为滤波器系数的历史值；k为滤波器阶数。

步骤110、自适应均衡。

当接收符号为同步符号或者导频时，利用LMS算法对均衡器系数进行收敛；当接收符号为数据时，逐个数据输入滤波器，滤波输出均衡后的数据。

综上所述，本发明通过采用同步与均衡联合设计，在同步位置发生调整时，有效避免了均衡器的重新收敛问题；同时，同步时可以根据当前状况随时调整同步位置，避免采样钟误差导致的同步漂移；此外，通过用延迟相关替换了传统的本地相关，极大的减小了相关器的资源开销。

以上仅为本发明的优选实施案例而已，并不用于限制本发明，本发明还可有其他多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，熟悉本领域的技术人员可根据本发明做出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。

显然，本领域的技术人员应该明白，上述的本发明的各模块或各步骤可以用通用的计算装置来实现，它们可以集中在单个的计算装置上，或者分布在多个计算装置所组成的网络上，可选地，它们可以用计算装置可执行的程序代码来实现，从而，可以将它们存储在存储装置中由计算装置来执行，并且在某些情况下，可以以不同于此处的顺序执行所示出或描述的步骤，或者将它们分别制作成各个集成电路模块，或者将它们中的多个模块或步骤制作成单个集成电路模块来实现。这样，本发明不限制于任何特定的硬件和软件结合。

Claims

1.一种微波系统中同步与均衡联合设计方法，其特征在于，包括：

根据频偏估计结果，对接收数据进行频偏补偿；

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述时间粗同步，具体包括：

3.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述时间精同步，具体包括：

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，

所述的根据所述同步位置调整值对均衡器滤波系数进行移位，具体包括：

如果d＞0，则将均衡器滤波系数左移d个数据；

如果d＜0，则将均衡器滤波系数右移abs(d)个数据；

其中，abs(d)为d的绝对值。

5.如权利要求1或4所述的方法，其特征在于，

所述的完成信道均衡，具体包括：

6.一种微波系统中同步与均衡联合设计装置，其特征在于，所述装置包括：

时间粗同步模块，用于完成时间粗同步；

7.如权利要求6所述的装置，其特征在于，所述时间粗同步模块进一步包括数据缓存模块、相关计算模块和峰值搜索模块，

所述数据缓存模块，用于缓存接收到的数据；

8.如权利要求6所述的装置，其特征在于，所述时间精同步模块进一步包括同步符号缓存模块、FFT/IFFT模块和CIR估计及搜索模块；

9.如权利要求6所述的装置，其特征在于，所述频率同步模块进一步包括频偏估计模块和频偏补偿模块，

所述频偏估计模块，用于估计载波频偏；

10.如权利要求6所述的装置，其特征在于，所述自适应均衡器进一步包括误差估计模块、系数控制模块和横向滤波模块，

所述误差估计模块，用于计算均衡误差；

所述系数控制模块，用于完成均衡器滤波系数的移位；

所述横向滤波模块，用于实现数据滤波。