CN103378883A - 一种上行mu-mimo条件下的频域均衡方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种上行MU-MIMO条件下的频域均衡方法及装置，涉及通信技术，先根据进行导频子载波的信道估计得到的信道响应估计值，确定每组配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵；再根据每组配对用户的导频信号，确定等效导频发送向量；进而可以根据导频子载波的等效信道估计矩阵以及等效导频发送向量进行基于干扰抑制合并IRC的频域均衡，从而在频域均衡时有效抑制干扰。

Description

一种上行MU-MIMO条件下的频域均衡方法及装置

技术领域

本发明涉及通信技术，尤其涉及一种上行MU-MIMO条件下的频域均衡方法及装置。

背景技术

长期演进(Long Term Evolution，LTE)系统上行采用单载波频分多址接入(Single Carrier-Frequency Division Multiple Access，SC-FDMA)技术，小区内的各用户相互正交，不存在干扰，但是各小区之间使用了相同的频带，小区之间的干扰成为主要的干扰。在很多实际场景下，LTE上行是干扰受限系统。同时，为了有效利用上行无线资源以增加上行容量，LTE上行采用了虚拟的多输入多输出(Multiple Input and Multiple Output，MIMO)技术，即上行多用户多输入多输出(Multi-User MIMO，MU-MIMO)技术。在上行MU-MIMO条件下，某些物理资源块(Physical Resource Block，PRB)带宽上仍然可能存在窄带干扰。

下面对LTE上行数据和导频的时频域结构进行介绍：

子帧n中PUSCH的时频域结构为：时域上占用一个子帧(1ms)，频域上占用N个PRB，每个PRB在频域上占用12个子载波(Subcarrier，SC)。每个子帧内包含两列物理上行共享信道(Physical Uplink Shared Channel，PUSCH)导频，在常规循环前缀(Cyclic Prefix，CP)下，PUSCH的导频信号位于第四列SC-FDMA符号；扩展CP下，导频信号位于第三列SC-FDMA符号。

PUSCH跳频具有子帧内跳频和子帧间跳频两种模式，一共有以下四种组合：

组合一：子帧间不跳频、子帧内不跳频；

组合二：子帧间不跳频、子帧内跳频；

组合三：子帧间跳频、子帧内不跳频；

组合四：子帧间跳频、子帧内跳频。

图1和图2分别给出了常规CP条件下、组合一和组合二对应的PUSCH数据符号和导频符号位置结构。其中，格线标注的两列SC-FDMA符号为导频符号，其它12列SC-FDMA符号为数据符号。

在MU-MIMO条件下，进行最大比合并(Maximum Ratio Combine，MRC)检测时，现有技术没有关于LTE上行MU-MIMO条件下IRC技术的实现方案。通常，现有技术中采用如下MRC检测方法进行LTE上行MU-MIMO条件下的MRC检测。

假设在目标小区i内，eNodeB调度了两个配对用户user(i，1)和user(i，2)，这两个配对用户的发送信号分别为

和

小区ID为i的UE的信道响应分别为：

和

定义： $H_{i,1}{s}_{i,1}=H_1^{\mathrm{cell}\_\mathrm{idi}}{s}_1^{\mathrm{cell}\_\mathrm{id\; i}},$ $H_{i,2}{s}_{i,2}=H_2^{\mathrm{cell}\_\mathrm{idi}}{s}_2^{\mathrm{cell}\_\mathrm{id\; i}},$ i＝0，1，...K-1

$I=\underset{j=0,j\≠i}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_j{s}_j$

则当在小区i中有两个配对的目标用户时，接收信号r的表达式为：

$r=H_{i,1}{s}_{i,1}+H_{i,2}{s}_{i,2}+\underset{j=0,j\≠i}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_j{s}_j+N=H_{i,1}{s}_{i,1}+H_{i,2}{s}_{i,2}+I+N$

$=H_{i,\mathrm{new}}{s}_{i,\mathrm{new}}+I+N$

其中，

为N_R×2维的矩阵；

s_i，new＝[S_i，1，s_i，2]^T为2×1维的列向量。

在eNodeB侧进行上行信道估计，得到信道响应估计值

MRC把干扰和噪声都统一看成是噪声，在最小二乘(Least Squares，LS)-MRC准则下对应发送符号的估计值为：

${\hat{s}}_i=w^{H}r={\left[{\hat{H}}_{i,\mathrm{new}}^H{\hat{H}}_{i,\mathrm{new}}\right]}^{-1}{\hat{H}}_{i,\mathrm{new}}^{H}r$

在最小均方误差(Minimum Mean Square Error，MMSE)-MRC准则下的对应的估计值为：

${\hat{s}}_i=\mathrm{wr}={[{\hat{H}}_{i,\mathrm{new}}^H{\hat{H}}_{i,\mathrm{new}}+{\mathrm{\δ}}_n^2{I}_{N_T}]}^{-1}{\hat{H}}_{i,\mathrm{new}}^{H}r$

通过理论分析可知：在干扰受限系统中(系统中存在较强的用户间干扰或者频率复用引起的同道干扰)，现有技术中MRC检测方法仅仅将干扰当作噪声来处理，当干扰在接收信号起主导作用时，易引起检测性能急剧恶化。

发明内容

本发明实施例提供一种上行MU-MIMO条件下的频域均衡方法及装置，以实现在频域均衡时有效抑制干扰。

一种上行多用户多输入多输出MU-MIMO条件下的频域均衡方法，包括：

对目标小区的每组配对用户，分别进行导频子载波的信道估计；

根据所述进行导频子载波的信道估计得到的信道响应估计值，确定每组配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵；

根据每组配对用户的导频信号，确定等效导频发送向量；

根据所述导频子载波的等效信道估计矩阵以及所述等效导频发送向量进行基于干扰抑制合并IRC的频域均衡。

一种上行多用户多输入多输出MU-MIMO条件下的频域均衡装置，包括：

信道估计单元，用于对目标小区的每组配对用户，分别进行导频子载波的信道估计；

第一确定单元，用于根据所述进行导频子载波的信道估计得到的信道响应估计值，确定每组配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵；

第二确定单元，用于根据每组配对用户的导频信号，确定等效导频发送向量；

频域均衡单元，用于根据所述导频子载波的等效信道估计矩阵以及所述等效导频发送向量进行基于干扰抑制合并IRC的频域均衡。

本发明实施例提供一种上行MU-MIMO条件下的频域均衡方法及装置，先根据进行导频子载波的信道估计得到的信道响应估计值，确定每组配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵；再根据每组配对用户的导频信号，确定等效导频发送向量；进而可以根据根据导频子载波的等效信道估计矩阵以及等效导频发送向量进行基于干扰抑制合并IRC的频域均衡，从而在频域均衡时有效抑制干扰。

附图说明

图1为现有技术中子帧间不跳频、子帧内不跳频时数据符号和导频符号位置图；

图2为现有技术中子帧间不跳频、子帧内跳频时数据符号和导频符号位置图；

图3为本发明实施例提供的上行MU-MIMO条件下的频域均衡方法流程图；

图4为本发明实施例提供的根据导频子载波的等效信道估计矩阵以及等效导频发送向量进行基于IRC的频域均衡的流程图；

图5为本发明实施例提供的上行MU-MIMO条件下的频域均衡装置结构示意图。

具体实施方式

本发明实施例提供一种上行MU-MIMO条件下的频域均衡方法及装置，先根据进行导频子载波的信道估计得到的信道响应估计值，确定每组配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵；再根据每组配对用户的导频信号，确定等效导频发送向量；进而可以根据导频子载波的等效信道估计矩阵以及等效导频发送向量进行基于干扰抑制合并IRC的频域均衡，从而在频域均衡时有效抑制干扰。

如图3所示，本发明实施例提供的上行MU-MIMO条件下的频域均衡方法，包括：

步骤S301、对目标小区的每组配对用户，分别进行导频子载波的信道估计；

步骤S302、根据进行导频子载波的信道估计得到的信道响应估计值，确定每组配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵；

步骤S303、根据每组配对用户的导频信号，确定等效导频发送向量；

步骤S304、根据导频子载波的等效信道估计矩阵以及等效导频发送向量进行基于干扰抑制合并IRC的频域均衡。

通过确定每组配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵以及等效导频发送向量，进而可以通过IRC的方式进行频域均衡，从而实现在频域均衡时抑制干扰。

在步骤S302中，根据进行导频子载波的信道估计得到的信道响应估计值，确定每组配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵，可以具体包括：确定每组配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵

其中，

和

分别为目标小区i内，第slot个时隙第sc个子载波上对配对用户1和用户2进行导频子载波的信道估计得到的信道响应估计值，是N_R×1维的列向量；N_R表示上行接收天线个数，i表示目标小区编号，slot表示时隙编号，symbol表示SC-FDMA符号编号，sc表示子载波编号。

在步骤S303中，根据每组配对用户的导频信号，确定等效导频发送向量，可以具体包括：确定等效导频发送向量其中，

和

分别为配对用户1和用户2在第slot个时隙第sc个子载波上的导频信号。

如图4所示，在步骤S304中，根据导频子载波的等效信道估计矩阵以及等效导频发送向量进行基于IRC的频域均衡，具体包括：

步骤S3041、确定每个导频子载波的噪声干扰协方差矩阵；

步骤S3042、根据每组配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵以及导频子载波的噪声干扰协方差矩阵，确定每个单载波频分多址接入SC-FDMA符号上数据子载波的信道估计响应矩阵和数据子载波的噪声干扰协方差矩阵；

步骤S3043、根据数据子载波接收信号以及每个SC-FDMA符号上数据子载波的信道估计响应矩阵和噪声干扰协方差矩阵，对每个数据子载波进行基于IRC的频域均衡。

其中，步骤S3041中，确定每个导频子载波的噪声干扰协方差矩阵，具体包括：

对第slot个时隙内第sc个子载波，确定导频噪声干扰协方差矩阵

确定

为每个导频子载波的噪声干扰协方差矩阵；其中，为第slot个时隙内第sc个导频子载波上的接收信号，

为每组配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵，

为等效导频发送向量；或者

对第slot个时隙内第sc个子载波，确定导频噪声干扰协方差矩阵

以M个子载波为基本单位对

进行平均，确定平均后的导频噪声干扰协方差矩阵

为每个导频子载波的噪声干扰协方差矩阵；其中，

为第slot个时隙内第sc个导频子载波上的接收信号，

为每组配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵，

为等效导频发送向量。

在步骤S3042中，根据每组配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵以及导频噪声干扰协方差矩阵，确定每个SC-FDMA符号上数据子载波的信道估计响应矩阵和数据子载波的噪声干扰协方差矩阵，具体包括：

当确定不存在物理上行共享信道PUSCH子帧内跳频时，分别对每组配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵和每个导频子载波的噪声干扰协方差矩阵进行时隙间插值运算，得到每个SC-FDMA符号上数据子载波的信道估计响应矩阵和数据子载波的噪声干扰协方差矩阵；

当确定存在PUSCH子帧内跳频时，确定时隙内所有OFDM符号、相同频带上的数据子载波的噪声干扰协方差矩阵等于该时隙内导频子载波的噪声干扰协方差矩阵，确定数据子载波的信道估计响应矩阵为该时隙内配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵。

在步骤S3043中，根据数据子载波接收信号以及每个SC-FDMA符号上数据子载波的信道估计响应矩阵和噪声干扰协方差矩阵，对每个数据子载波进行基于IRC的频域均衡，具体包括：

在最小二乘干扰抑制合并LS-IRC准则下，确定发送的PUSCH数据符号的估计值 ${\hat{s}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}={\left[{\left({\hat{H}}_{\mathrm{symbl},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^H{\left({\hat{R}e}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{datd}}\right)}^{-1}{\hat{H}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right]}^{-1}{\left({\hat{H}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^H{\left({\hat{R}e}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^{-1}{r}_{\mathrm{symbpl},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}},$ 其中，

为每个数据子载波的噪声干扰协方差矩阵，为数据子载波的信道估计响应矩阵，

表示第symbol个SC-FDMA符号上、第sc个数据子载波上的接收信号；

在最小均方误差干扰抑制合并MMSE-IRC准则下，确定发送的PUSCH数据符号的估计值为：

${\hat{s}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}={[{\left({\hat{H}}_{\mathrm{symbl},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^H{\left({\hat{R}e}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{datd}}\right)}^{-1}{\hat{H}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}+I_{2*2}]}^{-1}{\left({\hat{H}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^H{\left({\hat{R}e}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^{-1}{r}_{\mathrm{symbpl},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}},$

其中，

为每个数据子载波的噪声干扰协方差矩阵，为数据子载波的信道估计响应矩阵，

表示第symbol个SC-FDMA符号上、第sc个数据子载波上的接收信号，I_2*2为2*2维的单位矩阵。

在进行频域均衡后，可以对频域均衡后的信号进行解调、解扰和译码等操作，得到信源比特。

本发明实施例中，[A]^T表示向量A或矩阵A的转置，(A)^H或[A]^H表示向量A或矩阵A的共轭转置，(A)^-1或[A]^-1表示矩阵A的逆矩阵，表示向量A乘以A的共轭转置，即：

E[A]表示向量A或矩阵A的数学期望(或者平均值)。

下面通过具体实施例对本发明实施例提供的MU-MIMO条件下的频域均衡方法进行详细说明：

实施例一、

首先，不失一般性，假设LTE上行目标小区i内有两个配对用户，并且定义以下变量：

i表示目标小区编号，slot表示时隙编号，symbol表示SC-FDMA符号编号，sc表示子载波编号，N_R表示上行接收天线个数；

和

分别是配对用户1和用户2在第slot个时隙内、第sc个子载波上的导频信号，为1×1维的标量；

表示第slot个时隙内、第sc个导频子载波上的接收信号，为N_R×1维的列向量；

表示第symbol个SC-FDMA符号上、第sc个数据子载波上的接收信号，为N_R×1维的列向量；

和

分别为目标小区i内，第slot个时隙第sc个子载波上对配对用户1和用户2进行导频子载波的信道估计得到的信道响应估计值，为N_R×1维的列向量；

具体实施步骤如下：

步骤1、根据导频子载波接收信号

和分配给两个配对用户的导频信号

和

采用设定的估计准则进行信道估计，得到信道响应估计值

和

步骤2、根据配对用户导频子载波的信道估计值

和

构造每组配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵根据配对用户的导频信号和

构造等效导频发送向量

$s_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{new}}={[s_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1},s_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,2}]}^T$

其中，

为N_R×2维的等效信道估计矩阵；

为2×1维的等效导频信号向量；

步骤3、对每个slot内的每个导频子载波，计算每个导频子载波的噪声干扰协方差矩阵 $\hat{R}{e}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{pilot}}:\hat{R}{e}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{pilot}}=E\left[{\left|\right|r_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{pilot}}-{\hat{H}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{new}}{s}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{new}}\left|\right|}_2^2\right];$

步骤4、判断是否存在上行PUSCH子帧内跳频：当不存在子帧内跳频时，分别对

和

进行时隙间插值运算，得到每个SC-FDMA符号上数据子载波的信道估计响应矩阵

和数据子载波的噪声干扰协方差矩阵

当存在子帧内跳频时，令一个slot内的所有OFDM符号、相同频带上的数据子载波的噪声干扰协方差矩阵

等于该slot内导频子载波的

数据子载波的信道估计响应矩阵

等于该slot内导频子载波的

步骤5、根据数据子载波接收信号

和估计得到的

和

对每个数据子载波进行IRC频域均衡检测；

在LS-IRC准则下，得到上行发送的PUSCH数据符号的估计值为：

${\hat{s}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}={\left[{\left({\hat{H}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^H{\left({\hat{R}e}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^{-1}{\hat{H}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right]}^{-1}{\left({\hat{H}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^H{\left({\hat{R}e}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^{-1}{r}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}$

在MMSE-IRC准则下，得到上行发送的PUSCH数据符号的估计值为：

${\hat{s}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}={[{\left({\hat{H}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^H{\left({\hat{R}e}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^{-1}{\hat{H}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}+I_{2*2}]}^{-1}{\left({\hat{H}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^H{\left({\hat{R}e}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^{-1}{r}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}$

在频域均衡检测，还可以进一步对IRC频域均衡检测后的信号进行解调、解扰和译码等操作，得到信源比特。

实施例二、

同样的，不失一般性，假设LTE上行目标小区i内有两个配对用户，并且定义以下变量：

i表示目标小区编号，slot表示时隙编号，symbol表示SC-FDMA符号编号，sc表示子载波编号，N_R表示上行接收天线个数；

和分别是配对用户1和用户2在第slot个时隙内、第sc个子载波上的导频信号，为1×1维的标量；

表示第slot个时隙内、第sc个子载波上的导频子载波接收信号，为N_R×1维的列向量；

表示第symbol个SC-FDMA符号上、第sc个导频子载波上的接收信号，为N_R×1维的列向量；

和

分别为目标小区i内，第slot个时隙第sc个子载波上对配对用户1和用户2进行导频子载波的信道估计得到的信道响应估计值，为N_R×1维的列向量；

具体实施步骤如下：

步骤1、根据导频子载波接收信号

和分配给两个配对用户的导频信号

和

采用设定的估计准则进行信道估计，得到信道响应估计值

和

步骤2、根据配对用户导频子载波的信道估计值和

构造每组配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵

根据配对用户的导频信号

和

构造等效导频发送向量

$s_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{new}}={[s_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,1},s_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,2}]}^T$

其中，

为N_R×2维的等效信道估计矩阵；

为2×1维的等效导频信号向量；

步骤3、对每个slot内的每个导频子载波，计算导频噪声干扰协方差矩阵 $\hat{R}{e}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{pilot}}:\hat{R}{e}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{pilot}}=E\left[{\left|\right|r_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{pilot}}-{\hat{H}}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{new}}{s}_{\mathrm{slot},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{new}}\left|\right|}_2^2\right];$ 以M个子载波为基本单位对导频子载波的

进行平均，得到平均后的IRC频域均衡检测中这M个子载波上使用相同的Re估计值；

步骤4、判断是否存在上行PUSCH子帧内跳频：当不存在子帧内跳频时，分别对和

进行时隙间插值运算，得到每个SC-FDMA符号上数据子载波的信道估计响应矩阵

和数据子载波的噪声干扰协方差矩阵

当存在子帧内跳频时，令一个slot内的所有OFDM符号、相同频带上的数据子载波的噪声干扰协方差矩阵

等于该slot内导频子载波的

数据子载波的信道估计响应矩阵

等于该slot内导频子载波的

步骤5、根据数据子载波接收信号

和估计得到的

和

对每个数据子载波进行IRC频域均衡检测；

在LS-IRC准则下，得到上行发送的PUSCH数据符号的估计值为：

${\hat{s}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}={\left[{\left({\hat{H}}_{\mathrm{symbl},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^H{\left({\hat{R}e}_{\mathrm{symbol},M\_\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{datd}}\right)}^{-1}{\hat{H}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right]}^{-1}{\left({\hat{H}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^H{\left({\hat{R}e}_{\mathrm{symbol},M\_\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^{-1}{r}_{\mathrm{symbpl},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}},$

在MMSE-IRC准则下，得到上行发送的PUSCH数据符号的估计值为：

${\hat{s}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}={[{\left({\hat{H}}_{\mathrm{symbl},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^H{\left({\hat{R}e}_{\mathrm{symbol},M\_\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{datd}}\right)}^{-1}{\hat{H}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}+I_{2*2}]}^{-1}{\left({\hat{H}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^H{\left({\hat{R}e}_{\mathrm{symbol},M\_\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^{-1}{r}_{\mathrm{symbpl},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}},$

在频域均衡检测，还可以进一步对IRC频域均衡检测后的信号进行解调、解扰和译码等操作，得到信源比特。

本发明实施例还相应提供一种上行多用户多输入多输出MU-MIMO条件下的频域均衡装置，如图5所示，包括：

信道估计单元501，用于对目标小区的每组配对用户，分别进行导频子载波的信道估计；

第一确定单元502，用于根据进行导频子载波的信道估计得到的信道响应估计值，确定每组配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵；

第二确定单元503，用于根据每组配对用户的导频信号，确定等效导频发送向量；

频域均衡单元504，用于根据导频子载波的等效信道估计矩阵以及等效导频发送向量进行基于干扰抑制合并IRC的频域均衡。

其中，第一确定单元502具体用于：

确定每组配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵

其中，和

分别为目标小区i内，第slot个时隙第sc个子载波上对配对用户1和用户2进行导频子载波的信道估计得到的信道响应估计值，是N_R×1维的列向量；N_R表示上行接收天线个数，i表示目标小区编号，slot表示时隙编号，symbol表示SC-FDMA符号编号，sc表示子载波编号。

第二确定单元503具体用于：

确定等效导频发送向量

其中，

和

分别为配对用户1和用户2在第slot个时隙第sc个子载波上的导频信号。

频域均衡单元504具体用于：

确定每个导频子载波的噪声干扰协方差矩阵；

根据每组配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵以及导频子载波的噪声干扰协方差矩阵，确定每个单载波频分多址接入SC-FDMA符号上数据子载波的信道估计响应矩阵和数据子载波的噪声干扰协方差矩阵；

根据数据子载波接收信号以及每个SC-FDMA符号上数据子载波的信道估计响应矩阵和噪声干扰协方差矩阵，对每个数据子载波进行基于IRC的频域均衡。

进一步，频域均衡单元504确定每个导频子载波的噪声干扰协方差矩阵，具体包括：

对第slot个时隙内第sc个子载波，确定导频噪声干扰协方差矩阵

确定

为每个导频子载波的噪声干扰协方差矩阵；其中，

为第slot个时隙内第sc个导频子载波上的接收信号，

为每组配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵，

为等效导频发送向量；或者

对第slot个时隙内第sc个子载波，确定导频噪声干扰协方差矩阵

以M个子载波为基本单位对

进行平均，确定平均后的导频噪声干扰协方差矩阵

为每个导频子载波的噪声干扰协方差矩阵；其中，

为第slot个时隙内第sc个导频子载波上的接收信号，为每组配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵，

为等效导频发送向量。

频域均衡单元504根据每组配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵

以及导频噪声干扰协方差矩阵

确定每个SC-FDMA符号上数据子载波的信道估计响应矩阵

和数据子载波的噪声干扰协方差矩阵具体包括：

当确定不存在物理上行共享信道PUSCH子帧内跳频时，分别对每组配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵和每个导频子载波的噪声干扰协方差矩阵进行时隙间插值运算，得到每个SC-FDMA符号上数据子载波的信道估计响应矩阵和数据子载波的噪声干扰协方差矩阵；

当确定存在PUSCH子帧内跳频时，确定时隙内所有OFDM符号、相同频带上的数据子载波的噪声干扰协方差矩阵等于该时隙内导频子载波的噪声干扰协方差矩阵，确定数据子载波的信道估计响应矩阵为该时隙内配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵。

频域均衡单元504根据数据子载波接收信号以及每个SC-FDMA符号上数据子载波的信道估计响应矩阵和噪声干扰协方差矩阵，对每个数据子载波进行基于IRC的频域均衡，具体包括：

在最小二乘干扰抑制合并LS-IRC准则下，确定发送的PUSCH数据符号的估计值 ${\hat{s}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}={\left[{\left({\hat{H}}_{\mathrm{symbl},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^H{\left({\hat{R}e}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{datd}}\right)}^{-1}{\hat{H}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right]}^{-1}{\left({\hat{H}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^H{\left({\hat{R}e}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^{-1}{r}_{\mathrm{symbpl},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}},$ 其中，

为每个数据子载波的噪声干扰协方差矩阵，

为数据子载波的信道估计响应矩阵，

表示第symbol个SC-FDMA符号上、第sc个数据子载波上的接收信号；

在最小均方误差干扰抑制合并MMSE-IRC准则下，确定发送的PUSCH数据符号的估计值为：

${\hat{s}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}={[{\left({\hat{H}}_{\mathrm{symbl},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^H{\left({\hat{R}e}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{datd}}\right)}^{-1}{\hat{H}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}+I_{2*2}]}^{-1}{\left({\hat{H}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^H{\left({\hat{R}e}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^{-1}{r}_{\mathrm{symbpl},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}$

其中，

为每个数据子载波的噪声干扰协方差矩阵，

为数据子载波的信道估计响应矩阵，

表示第symbol个SC-FDMA符号上、第sc个数据子载波上的接收信号，I_2*2为2*2维的单位矩阵。

本发明实施例提供一种上行MU-MIMO条件下的频域均衡方法及装置，先根据进行导频子载波的信道估计得到的信道响应估计值，确定每组配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵；再根据每组配对用户的导频信号，确定等效导频发送向量；进而可以根据导频子载波的等效信道估计矩阵以及等效导频发送向量进行基于干扰抑制合并IRC的频域均衡，从而在频域均衡时有效抑制干扰。

本领域内的技术人员应明白，本发明的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本发明可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本发明可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器、CD-ROM、光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。

本发明是参照根据本发明实施例的方法、设备(系统)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。

这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。

这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。

尽管已描述了本发明的优选实施例，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例作出另外的变更和修改。所以，所附权利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本发明范围的所有变更和修改。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (14)

1.一种上行多用户多输入多输出MU-MIMO条件下的频域均衡方法，其特征在于，包括：

对目标小区的每组配对用户，分别进行导频子载波的信道估计；

根据所述进行导频子载波的信道估计得到的信道响应估计值，确定每组配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵；

根据每组配对用户的导频信号，确定等效导频发送向量；

根据所述导频子载波的等效信道估计矩阵以及所述等效导频发送向量进行基于干扰抑制合并IRC的频域均衡。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述进行导频子载波的信道估计得到的信道响应估计值，确定每组配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵，具体包括：

确定每组配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵

其中，

和

分别为目标小区i内，第slot个时隙第sc个子载波上对配对用户1和用户2进行导频子载波的信道估计得到的信道响应估计值，是N_R×1维的列向量；N_R表示上行接收天线个数，i表示目标小区编号，slot表示时隙编号，symbol表示SC-FDMA符号编号，sc表示子载波编号。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据每组配对用户的导频信号，确定等效导频发送向量，具体包括：

确定等效导频发送向量

其中，和分别为配对用户1和用户2在第slot个时隙第sc个子载波上的导频信号。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述导频子载波的等效信道估计矩阵以及所述等效导频发送向量进行基于IRC的频域均衡，具体包括：

确定每个导频子载波的噪声干扰协方差矩阵；

根据所述每组配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵以及所述导频子载波的噪声干扰协方差矩阵，确定每个单载波频分多址接入SC-FDMA符号上数据子载波的信道估计响应矩阵和数据子载波的噪声干扰协方差矩阵；

根据数据子载波接收信号以及所述每个SC-FDMA符号上数据子载波的信道估计响应矩阵和噪声干扰协方差矩阵，对每个数据子载波进行基于IRC的频域均衡。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述确定每个导频子载波的噪声干扰协方差矩阵，具体包括：

对第slot个时隙内第sc个子载波，确定导频噪声干扰协方差矩阵确定所述

为每个导频子载波的噪声干扰协方差矩阵；其中，

为第slot个时隙内第sc个导频子载波上的接收信号，

为每组配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵，

为等效导频发送向量；或者

对第slot个时隙内第sc个子载波，确定导频噪声干扰协方差矩阵以M个子载波为基本单位对所述

进行平均，确定平均后的导频噪声干扰协方差矩阵为每个导频子载波的噪声干扰协方差矩阵；其中，

为第slot个时隙内第sc个导频子载波上的接收信号，

为每组配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵，

为等效导频发送向量。

6.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述根据所述每组配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵以及所述导频噪声干扰协方差矩阵，确定每个SC-FDMA符号上数据子载波的信道估计响应矩阵和数据子载波的噪声干扰协方差矩阵，具体包括：

当确定不存在物理上行共享信道PUSCH子帧内跳频时，分别对每组配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵和每个导频子载波的噪声干扰协方差矩阵进行时隙间插值运算，得到每个SC-FDMA符号上数据子载波的信道估计响应矩阵和数据子载波的噪声干扰协方差矩阵；

当确定存在PUSCH子帧内跳频时，确定时隙内所有OFDM符号、相同频带上的数据子载波的噪声干扰协方差矩阵等于该时隙内导频子载波的噪声干扰协方差矩阵，确定数据子载波的信道估计响应矩阵为该时隙内配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵。

7.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述根据数据子载波接收信号以及所述每个SC-FDMA符号上数据子载波的信道估计响应矩阵和噪声干扰协方差矩阵，对每个数据子载波进行基于IRC的频域均衡，具体包括：

在最小二乘干扰抑制合并LS-IRC准则下，确定发送的PUSCH数据符号的估计值 ${\hat{s}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}={\left[{\left({\hat{H}}_{\mathrm{symbl},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^H{\left({\hat{R}e}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{datd}}\right)}^{-1}{\hat{H}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right]}^{-1}{\left({\hat{H}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^H{\left({\hat{R}e}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^{-1}{r}_{\mathrm{symbpl},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}},$ 其中，

为每个数据子载波的噪声干扰协方差矩阵，

为数据子载波的信道估计响应矩阵，

表示第symbol个SC-FDMA符号上、第sc个数据子载波上的接收信号；

在最小均方误差干扰抑制合并MMSE-IRC准则下，确定发送的PUSCH数据符号的估计值为：

${\hat{s}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}={[{\left({\hat{H}}_{\mathrm{symbl},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^H{\left({\hat{R}e}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{datd}}\right)}^{-1}{\hat{H}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}+I_{2*2}]}^{-1}{\left({\hat{H}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^H{\left({\hat{R}e}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^{-1}{r}_{\mathrm{symbpl},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}$

其中，

为每个数据子载波的噪声干扰协方差矩阵，

为数据子载波的信道估计响应矩阵，表示第symbol个SC-FDMA符号上、第sc个数据子载波上的接收信号，I_2*2为2*2维的单位矩阵。

8.一种上行多用户多输入多输出MU-MIMO条件下的频域均衡装置，其特征在于，包括：

信道估计单元，用于对目标小区的每组配对用户，分别进行导频子载波的信道估计；

第一确定单元，用于根据所述进行导频子载波的信道估计得到的信道响应估计值，确定每组配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵；

第二确定单元，用于根据每组配对用户的导频信号，确定等效导频发送向量；

频域均衡单元，用于根据所述导频子载波的等效信道估计矩阵以及所述等效导频发送向量进行基于干扰抑制合并IRC的频域均衡。

9.如权利要求8所述的装置，其特征在于，所述第一确定单元具体用于：

确定每组配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵

其中，

和

分别为目标小区i内，第slot个时隙第sc个子载波上对配对用户1和用户2进行导频子载波的信道估计得到的信道响应估计值，是N_R×1维的列向量；N_R表示上行接收天线个数，i表示目标小区编号，slot表示时隙编号，symbol表示SC-FDMA符号编号，sc表示子载波编号。

10.如权利要求8所述的装置，其特征在于，所述第二确定单元具体用于：

确定等效导频发送向量

其中，

和

分别为配对用户1和用户2在第slot个时隙第sc个子载波上的导频信号。

11.如权利要求8所述的装置，其特征在于，所述频域均衡单元具体用于：

确定每个导频子载波的噪声干扰协方差矩阵；

根据所述每组配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵以及所述导频子载波的噪声干扰协方差矩阵，确定每个单载波频分多址接入SC-FDMA符号上数据子载波的信道估计响应矩阵和数据子载波的噪声干扰协方差矩阵；

根据数据子载波接收信号以及所述每个SC-FDMA符号上数据子载波的信道估计响应矩阵和噪声干扰协方差矩阵，对每个数据子载波进行基于IRC的频域均衡。

12.如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述频域均衡单元确定每个导频子载波的噪声干扰协方差矩阵，具体包括：

对第slot个时隙内第sc个子载波，确定导频噪声干扰协方差矩阵

确定所述

为每个导频子载波的噪声干扰协方差矩阵；其中，

为第slot个时隙内第sc个导频子载波上的接收信号，

为每组配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵，

为等效导频发送向量；或者

对第slot个时隙内第sc个子载波，确定导频噪声干扰协方差矩阵

以M个子载波为基本单位对所述

进行平均，确定平均后的导频噪声干扰协方差矩阵

为每个导频子载波的噪声干扰协方差矩阵；其中，

为第slot个时隙内第sc个导频子载波上的接收信号，为每组配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵，

为等效导频发送向量。

13.如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述频域均衡单元根据所述每组配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵以及所述导频噪声干扰协方差矩阵，确定每个SC-FDMA符号上数据子载波的信道估计响应矩阵和数据子载波的噪声干扰协方差矩阵，具体包括：

当确定不存在物理上行共享信道PUSCH子帧内跳频时，分别对每组配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵和每个导频子载波的噪声干扰协方差矩阵进行时隙间插值运算，得到每个SC-FDMA符号上数据子载波的信道估计响应矩阵和数据子载波的噪声干扰协方差矩阵；

当确定存在PUSCH子帧内跳频时，确定时隙内所有OFDM符号、相同频带上的数据子载波的噪声干扰协方差矩阵等于该时隙内导频子载波的噪声干扰协方差矩阵，确定数据子载波的信道估计响应矩阵为该时隙内配对用户的导频子载波的等效信道估计矩阵。

14.如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述频域均衡单元根据数据子载波接收信号以及所述每个SC-FDMA符号上数据子载波的信道估计响应矩阵和噪声干扰协方差矩阵，对每个数据子载波进行基于IRC的频域均衡，具体包括：

在最小二乘干扰抑制合并LS-IRC准则下，确定发送的PUSCH数据符号的估计值 ${\hat{s}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}={\left[{\left({\hat{H}}_{\mathrm{symbl},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^H{\left({\hat{R}e}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{datd}}\right)}^{-1}{\hat{H}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right]}^{-1}{\left({\hat{H}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^H{\left({\hat{R}e}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^{-1}{r}_{\mathrm{symbpl},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}},$ 其中，

为每个数据子载波的噪声干扰协方差矩阵，

为数据子载波的信道估计响应矩阵，表示第symbol个SC-FDMA符号上、第sc个数据子载波上的接收信号；

在最小均方误差干扰抑制合并MMSE-IRC准则下，确定发送的PUSCH数据符号的估计值为：

${\hat{s}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}={[{\left({\hat{H}}_{\mathrm{symbl},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^H{\left({\hat{R}e}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{datd}}\right)}^{-1}{\hat{H}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}+I_{2*2}]}^{-1}{\left({\hat{H}}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^H{\left({\hat{R}e}_{\mathrm{symbol},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}\right)}^{-1}{r}_{\mathrm{symbpl},\mathrm{sc}}^{i,\mathrm{data}}$

其中，

为每个数据子载波的噪声干扰协方差矩阵，

为数据子载波的信道估计响应矩阵，

表示第symbol个SC-FDMA符号上、第sc个数据子载波上的接收信号，I_2*2为2*2维的单位矩阵。

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