CN103368441B - 一种单相并网变流器的矢量控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种单相并网变流器的矢量控制方法，通过在控制系统构建离散的虚轴回路，统一了单相与三相并网变流器的数学模型，将在三相并网变流器中应用广泛的前馈解耦控制策略成功地运用于单相并网变流器场合。该方法能够实时计算得到与实际电路电压电流相正交的虚拟量，并将该虚拟量引入控制系统构成闭环控制，不仅能够实现网侧电流的无静差控制，同时允许有功无功功率独立控制。另外，与传统基于时间延时构造物理量的方法相比，该矢量控制方法无需引入延时环节，系统动态响应速度大大提高。

Description

一种单相并网变流器的矢量控制方法

技术领域

本发明涉及一种单相并网变流器的矢量控制方法，属于电力电子技术领域。

背景技术

随着电力电子器件性能的不断提高，并网变流器因能够向电网提供可控的有功功率和无功功率、谐波含量低，在越来越多的场合获得了广泛的应用。其中，在某些特定的场合，如微型光伏并网系统等，通常采用单相并网变流器。另外，单相并网变流器作为级联H桥型变换器的基本模块单元，其控制性能是后者稳定运行的基础，因此，单相并网变流器及其控制逐渐成为近年来研究的热点。

为消除网侧电流控制的稳态误差，通常采用基于静止坐标系的比例谐振控制或基于同步旋转坐标系的比例积分控制。而两种方法从本质上是相同的，只是具体实现方式不一样。一般而言，由于并网变流器在同步旋转坐标系下的数学模型存在耦合项，且耦合项与电流角频率有关，因此基于同步旋转坐标系的PI控制策略较适用于处理基波电流场合，如静止同步补偿器等，该方法允许有功无功独立控制，亦称矢量控制策略。

与三相并网变流器相比，单相并网变流器主电路缺少一个自由度，因此在静止/旋转坐标变换之前需构造一个与实际物理电路相正交的虚拟分量。通常，虚拟正交分量通过将实际物理量延迟1/4个电网周期得到，因此，实际物理量若发生任何形式的突变，如有功指令突变、动态补偿无功等，都会在1/4个电网周期后反应在虚拟分量中，造成整个系统的电流跟踪动态始于1/4个电网周期之后，且电流实际值与指令值已有较大偏差，严重影响了系统的动态性能。

发明内容

发明目的：本发明提出一种单相并网变流器的矢量控制方法，该方法实时计算虚拟分量，动态响应速度快。同时该虚拟参数的差异对控制性能影响较小。

技术方案：本发明采用的技术方案为一种单相并网变流器的矢量控制方法，包括以下步骤：

（1）采用单相锁相环技术对网侧单相电压u_s进行锁相，得到虚轴网侧电压u_m和相位θ，对网侧单相电压u_s和虚轴网侧电压u_m均进行旋转坐标变换分别得到旋转坐标系下的网侧旋转电压u_d和虚轴旋转电压u_q；

（2）采样主电路网侧电流i_s，并由虚构回路计算得到的虚轴网侧电流i_m，再对网侧电流i_s和虚轴网侧电流i_m进行旋转坐标变换得到旋转坐标系下的网侧旋转电流i_d和虚轴旋转电流i_q；

（3）将网侧旋转电流i_d和虚轴旋转电流i_q分别与指令值i_d ^*和i_q ^*比较后，经过比例积分调节器，得到d轴调节值u_PId和q轴调节值u_PIq；

（4）将网侧旋转电压u_d减去d轴调节值u_PId，再加上虚轴旋转电流i_q与电网频率ω、并网电感L的乘积，得到d轴电压控制值v_d＝-u_PId+ωLi_q+u_d；

（5）将虚轴旋转电压u_q减去q轴调节值u_PIq，再减去网侧旋转电流i_d与电网频率ω、并网电感L的乘积，得到q轴电压控制值v_q＝-u_PIq-ωLi_d+u_q；

（6）对d轴电压控制值v_d和q轴电压控制值v_q进行静止坐标变换得到实轴控制量v_s和虚轴控制量v_m；其中实轴控制量v_s经由PWM发生器后提供给主电路。

作为本发明的进一步改进，所述虚构回路计算包括如下步骤：

（1）将虚轴网侧电压u_m减去虚轴控制量v_m乘以直流侧电压u_dc的值，得到虚拟电感电压u_Lm；

（2）按虚轴回路计算公式对虚轴电流进行更新式中T_s为采样周期，r为网侧等效串联电阻值。得到更新的虚轴网侧电流i_m用于下个采样周期的计算，虚轴网侧电流i_m的初始值为零。

有益效果：本发明对有功和无功功率分别独立控制，这样电流无稳态误差，控制性能高。与现有延时90°构造虚拟分量的方法相比，本发明通过虚构回路计算得到网侧虚拟电流，动态响应速度快。本发明中虚拟回路中的参数在不同采样周期的差异对控制性能影响较小，且该影响可通过增大系统带宽进一步减小。

附图说明

图1为基于虚轴回路的单相并网变流器拓扑结构图；

图2为单相并网变流器矢量控制方法图；

图3为静止/旋转坐标变换图；

图4为虚轴回路在z域下的传递函数示意图；

图5为现有技术与本发明在d-q轴下的电流对比图；

图6为现有技术与本发明在静止坐标系下的电流对比图；

图7为现有技术与本发明电流瞬态实验过程对比图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例，进一步阐明本发明，应理解这些实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围，在阅读了本发明之后，本领域技术人员对本发明的各种等同形式的修改均落于本申请所附权利要求所限定的范围。

本发明针对单相并网变流器缺少一个自由度的特点，利用虚构回路计算的方法构造一个虚拟分量，然后使用实际物理量和虚拟分量进行前馈解耦控制。特别地，该虚拟分量由虚构回路计算根据上一采样周期的虚拟分量值计算得到，初始为零。由此可见，虚构回路计算形成了一个回路构成闭环。用这种虚构回路计算替代现有的延时方法来构造虚拟分量，使得整个系统动态响应更加迅速。

单相并网变流器及其虚轴回路拓扑结构如图1所示，在实轴回路中u_s、i_s和u_dc分别为网侧单相电压、网侧电流和直流侧电压，L_s和r_s分别为并网电感和网侧串联损耗等效电阻。在虚轴回路中，虚轴网侧电压和虚轴网侧电流分别用u_m和i_m表示，并网电感和等效串联损耗电阻分别用L_m和r_m表示，功率开关管分别用Q_mi（i=1,..,4）表示。

定义单极倍频调制下桥臂交流侧开关函数s_s为

由于虚轴回路直流侧并不能对实际电路注入实电流，对单相并网变流器交流侧和直流侧分别运用基尔霍夫电压定律和电流定律可得

$\left\{\begin{array}{c}{u}_s=L_s\frac{{\mathrm{di}}_s}{\mathrm{dt}}+r_s{i}_s+s_s{u}_{\mathrm{dc}}\\ u_m=L_m\frac{{\mathrm{di}}_m}{\mathrm{dt}}+r_m{i}_m+s_m{u}_{\mathrm{dc}}\end{array}\right.---\left(2\right)$

$s_s{i}_s=C\frac{{\mathrm{du}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}+\frac{u_{\mathrm{dc}}}{R}---\left(3\right)$

设静止/旋转坐标系参考正方向如图2所示，ω为旋转角频率，θ为旋转坐标系d轴与静止坐标实轴s之间的旋转角，则“等功率”坐标变换矩阵为

$T_{\mathrm{sm}/\mathrm{dq}}=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]---\left(4\right)$

假设构造的虚构回路与实际电路参数一致，即L_s=L_m=L,r_s=r_m=r，则对式（2）进行“等功率”变换可得

$\left\{\begin{array}{c}{u}_d=L\frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}+r{i}_d-\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_q+s_d{u}_{\mathrm{dc}}\\ u_q=L\frac{{\mathrm{di}}_q}{\mathrm{dt}}+r{i}_{q+}\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_d+s_q{u}_{\mathrm{dc}}\end{array}\right.---\left(5\right)$

由式（5）可知，基于构建的虚构回路，单相并网变流器在d-q旋转坐标系下模型与三相并网变换器一致，因此可采用常见的前馈解耦控制策略，控制方程分别为

$\left\{\begin{array}{c}{v}_d=\frac{1}{u_{\mathrm{dc}}}[-(K_{\mathrm{ip}}+\frac{K_{\mathrm{iI}}}{s})(i_d^{*}-i_d)+\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_q+u_d]\\ v_q=\frac{1}{u_{\mathrm{dc}}}[-(K_{\mathrm{ip}}+\frac{K_{\mathrm{iI}}}{s})(i_q^{*}-i_q)-\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_d+u_q]\end{array}\right.---\left(6\right)$

式（6）中，i_d ^*和i_q ^*分别为有功电流和无功电流给定值，K_ip和K_iI分别为电流环比例系数和积分系数，v_d和v_q分别为d轴和q轴控制电压，它们与三角波比较后生成脉冲信号s_d和s_q。

所述前馈解耦控制包括以下步骤：

（1）采用单相锁相环技术对网侧单相电压u_s进行锁相，得到虚轴网侧电压u_m和相位θ，对网侧单相电压u_s和虚轴网侧电压u_m均进行旋转坐标变换分别得到旋转坐标系下的网侧旋转电压u_d和虚轴旋转电压u_q；

（2）采样主电路网侧电流i_s，以及由虚构回路计算得到的虚轴网侧电流i_m，再对网侧电流i_s和虚轴网侧电流i_m进行旋转坐标变换得到旋转坐标系下的网侧旋转电流i_d和虚轴旋转电流i_q；

（3）将网侧旋转电流i_d和虚轴旋转电流i_q分别与指令值i_d ^*和i_q ^*比较后，经过比例积分调节器，得到d轴调节值u_PId和q轴调节值u_PIq；

（4）将网侧旋转电压u_d减去d轴调节值u_PId，再加上虚轴旋转电流i_q与电网频率ω、并网电感L的乘积，得到d轴电压控制值v_d＝-u_PId+ωLi_q+u_d；

（5）将虚轴旋转电压u_q减去q轴调节值u_PIq，再减去网侧旋转电流i_d与电网频率ω、并网电感L的乘积，得到q轴电压控制值v_q＝-u_PIq-ωLi_d+u_q；

（6）对d轴电压控制值v_d和q轴电压控制值v_q进行静止坐标变换得到实轴控制量v_s和虚轴控制量v_m；其中实轴控制量v_s经由PWM发生器后提供给主电路。

为了避免引入延迟环节，本发明提出了一种基于虚构回路闭环的控制策略，并应用在上述步骤2）中以计算虚轴网侧电流i_m。所述虚构回路计算包括如下步骤：

（1）将虚轴网侧电压u_m减去虚轴控制量v_m乘以直流侧电压u_dc的值，得到虚拟电感电压u_Lm；

（2）按虚轴回路计算公式对虚轴电流进行更新式中T_s为采样周期，r为网侧等效串联电阻值。得到更新的虚轴网侧电流i_m用于下个采样周期的计算，虚轴网侧电流i_m的初始值为零。

如图3所示，将经过旋转/静止坐标系后的虚拟控制电压v_m作为虚构回路的调制信号引入，并经过虚构回路交流侧响应后得到虚拟网侧电流i_m，其中虚拟网侧电压u_m可由实际电压u_s经单相锁相环获得，电压相位跟踪特性主要由单相锁相环决定。

由于虚构回路实际不存在，因此需要在控制系统中构建，在频域下虚拟系统等效传递函数为

$i_m=(u_m-v_m{u}_{\mathrm{dc}})\frac{1}{r_m+{L_m}^s}---\left(7\right)$

由于虚构回路需要离散构建，因此将式（7）进行离散化得到z域传递函数如图4所示，且考虑虚构回路与主电路的一致性，加入了采样延时。图中T_s为采样周期。

图5-7分别为采用传统时间延时的方法和采用本发明所提出的方法动态过程对比。图5为两种控制算法下d-q轴电流指令值与实际值对比。由图可见，两种方法稳态下都无静差，而动态时，若采用延迟90°法，由于构造虚轴电流需要1/4个电网周期，因此动态过程中，d-q轴电流出现震荡，无法动态跟踪指令值，同时，该方法对电压环节产生了间接影响，引起了d轴指令值的动态震荡；而采用基于虚构回路闭环法时，虚拟电流通过虚构回路实时计算得到，因此能够对指令电流进行动态实时跟踪，且d轴指令值无震荡。实际电流对比如图6所示，延时90°法的动态响应时间大于60ms，而本文提出算法的动态响应时间仅为5ms。

图7为入网电流阶跃实验，其结果与图6一致，采用本发明方法时电流跟踪速度更快。

Claims (1)

1.一种单相并网变流器的矢量控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)采用单相锁相环技术对网侧单相电压u_s进行锁相，得到虚轴网侧电压u_m和相位θ，对网侧单相电压u_s和虚轴网侧电压u_m均进行旋转坐标变换分别得到旋转坐标系下的网侧旋转电压u_d和虚轴旋转电压u_q；

(2)采样主电路网侧电流i_s，并由虚构回路计算得到的虚轴网侧电流i_m，再对网侧电流i_s和虚轴网侧电流i_m进行旋转坐标变换得到旋转坐标系下的网侧旋转电流i_d和虚轴旋转电流i_q；

所述虚构回路计算包括如下步骤：

i)将虚轴网侧电压u_m减去虚轴控制量v_m乘以直流侧电压u_dc的值，得到虚拟电感电压u_Lm；

ii)按虚轴回路计算公式对虚轴电流进行更新式中T_s为采样周期，r为网侧等效串联电阻值，得到更新的虚轴网侧电流i_m用于下个采样周期的计算，虚轴网侧电流i_m的初始值为零；

(3)将网侧旋转电流i_d和虚轴旋转电流i_q分别与指令值i_d ^*和i_q ^*比较后，经过比例积分调节器，得到d轴调节值u_PId和q轴调节值u_PIq；

(4)将网侧旋转电压u_d减去d轴调节值u_PId，再加上虚轴旋转电流i_q与电网频率ω、并网电感L的乘积，得到d轴电压控制值v_d＝-u_PId+ωLi_q+u_d；

(5)将虚轴旋转电压u_q减去q轴调节值u_PIq，再减去网侧旋转电流i_d与电网频率ω、并网电感L的乘积，得到q轴电压控制值v_q＝-u_PIq-ωLi_d+u_q；

(6)对d轴电压控制值v_d和q轴电压控制值v_q进行静止坐标变换得到实轴控制量v_s和虚轴控制量v_m；其中实轴控制量v_s经由PWM发生器后提供给主电路。