CN103336474B - 基于双信号跟踪的真空断路器永磁机构控制装置及方法 - Google Patents

Abstract

本发明一种基于双信号跟踪的真空断路器永磁机构控制装置及方法，属于电器自动化控制领域；本发明通过双闭环PID控制算法，使真空断路器永磁操动机构触头运动特性处于受控状态，提高控制系统的鲁棒性及控制精度；通过利用控制装置中的电流传感器测量机构激磁线圈电流，使激磁线圈的电流全程受控，避免了线圈烧毁的可能；通过选取触头行程动态曲线，减小动触头到达极限位置冲击力，提高机构动作可靠性，延长寿命；通过提升分合闸电压，并选取触头行程曲线，减少触头因碰撞造成的能量损失，达到节能的效果，使断路器在相同使用的条件下，能够完成更多次的重合闸操作，有效延长了断路器的使用寿命，同时提高了电力系统的稳定性。

Description

基于双信号跟踪的真空断路器永磁机构控制装置及方法

技术领域

本发明属于电器自动化控制领域，具体涉及一种基于双信号跟踪的真空断路器永磁机构控制装置及方法。

背景技术

传统开关的动作相位是随机的，在接通和分断电力系统时容易产生很大的浪涌电流和很高的感应过电压，导致开关设备的使用寿命和电力系统的供电质量降低。因此，研究断路器的智能控制技术既能够保证供电可靠性，稳定性及提高电能质量，且对切实提高企业的生产效率和设备的使用寿命有着重要意义。

同步关合控制技术从原理上能有效地削弱断路器分合闸时所产生的涌流和过电压，其实质是断路器动、静触头在控制系统的控制下，在电力系统电压波形的指定相角处关合，使得空载变压器、电容器和空载线路等电力设备在对自身和系统冲击最小的情况下投入电力系统的一种智能控制技术。该技术优于合闸电阻、串联电抗器等传统的抑制暂态过程的方法。但是传统的操动机构通常是由复杂的传动机构组成的机械系统，运动时间分散性大，运动可控性差、响应速度慢，因而很难实现机械运动的精确控制。

真空断路器永磁操动机构的机械传动简单，零部件只有弹簧操动机构的40%左右，线圈励磁电流产生的磁场直接驱动动铁芯，动铁芯直接推动真空断路器的主轴作合分闸运动，无需传统的机械脱扣及锁扣装置，这种简单、直接的传动方式使得永磁操动机构的分合闸时间稳定且运动时间分散性小。因此真空断路器永磁操动机构在分合闸时间的精确度方面能够满足同步关合控制技术的要求。但是，由于环境条件不同将导致真空断路器的动作时间具有分散性，例如，在常温时永磁材料的矫顽磁力为850kA/m，而当温度为80℃时，矫顽磁力下降为750kA/m，产生的直接结果是永磁机构的保持力变小，合成磁场密度降低，进而造成断路器的合闸时间发生变化。而同步关合抑制涌流和过电压的效果主要取决于断路器关合相位的准确度，所以控制系统需对动作时间的分散性进行补偿。目前传统的动作时间补偿方法是控制系统通过对各种影响因素进行在线检测并计算出由它们引起的动作时间改变的数值，以确定发出动作信号的时刻，此种方法仅能够将分合闸时间误差控制在±2ms，分合闸相位误差达到±36°，但是，同步关合控制技术在智能电网中实用化的前提是关合时间的误差必需在±1ms以内，这样才有可能比较精确地控制合闸相位，所以目前的控制系统实际运行中对涌流和过电压的抑制能力较低。

发明内容

针对现有技术的不足，本发明提出一种基于双信号跟踪的真空断路器永磁机构控制装置及方法，以达到提高控制系统的鲁棒性、控制精度、稳定性和机构动作的可靠性，避免线圈烧毁，延长机构使用寿命，实现同步关合和节能的目的。

一种基于双信号跟踪的真空断路器永磁机构控制装置，包括行程传感器、霍尔传感器、触头行程检测电路、DSP处理器、整流桥、储能电容器和IGBT整流电路，还包括电容电压检测电路、电网电压检测电路、线圈电流检测电路、电容充电控制单元和电力电子控制单元，其中，所述的行程传感器的输出端连接触头行程检测电路的输入端，触头行程检测电路的输出端连接DSP处理器的一路输入端；所述的霍尔传感器的输出端连接线圈电流检测电路的输入端，线圈电流检测电路的输出端连接DSP处理器的另一路输入端；所述的电网电压检测电路的输入端接入电网，电网电压检测电路的输出端连接又一路DSP处理器的输入端；所述的储能电容器的一路输出端连接电容电压检测电路的输入端，电容电压检测电路的输出端连接又一路DSP处理器的输入端；所述的DSP处理器的一路输出端连接电容充电控制单元的输入端，电容充电控制单元的输出端连接储能电容器的输入端；DSP处理器的另一路输出端连接电力电子控制单元的输入端，电力电子控制单元的输出端连接IGBT整流电路的一路输入端；所述的整流桥的输入端接入电网，整流桥的输出端连接电容充电控制单元的另一路输入端，储能电容器的另一路输出端连接IGBT整流电路的另一路输入端；所述的IGBT整流电路的输出端连接至断路器内部的机构线圈。

所述的电容电压检测电路，包括一个电感、一个线性光耦、一个发光二极管、一个滑动变阻器、一个放大器、第一电阻、第二电阻、第三电阻和一个电容，其中，储能电容器的正极连接电感的一端，电感的另一端连接线性光耦一次侧的第一输入端，所述的发光二极管的阳极连接线性光耦一次侧的第二输入端，发光二极管的阴极连接第二电阻的一端和第三电阻的一端，第二电阻的另一端连接第三电阻的另一端；所述的线性光耦二次侧的第一输出端接电源，线性光耦二次侧的第二输出端连接放大器的同相输入端和滑动变阻器的一端，滑动变阻器的另一端接地；所述的放大器的输出端连接反相输入端和第一电阻的一端，第一电阻的另一端连接电容的一端，并作为电容电压检测电路的输出端；所述的电容的另一端接地。

所述的电网电压检测电路，包括一个电压互感器、第一放大器、第二放大器、第一电容、第二电容、第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻、第一滑动变阻器和第二滑动变阻器，其中，第一电阻的一端接入电网，另一端连接电压互感器一次侧的第一输入端，电压互感器一次侧的第二输入端接入电网，电压互感器二次侧的第一输出端连接第二电阻的一端和第一电容的一端；所述的第二电阻的另一端与电压互感器二次侧的第二输出端、第一放大器的同相输入端、第一滑动变阻器的一端相连并接地；所述的第一电容的另一端连接第三电阻的一端，第三电阻的另一端连接第二滑动变阻器的一端和第一放大器的反相输入端；所述的第一放大器的输出端连接第二滑动变阻器的另一端和第四电阻的一端，第四电阻的另一端连接第二放大器的同相输入端；所述的第一滑动变阻器的另一端连接第二放大器的反相输入端、第二电容的一端和第五电阻的一端；所述的第二放大器的输出端连接第二电容的另一端和第五电阻的另一端，并作为电网电压检测电路的输出端。

所述的线圈电流检测电路，包括第一放大器、第二放大器、第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻、第六电阻、第七电阻、第八电阻和第九电阻，其中，霍尔传感器的输出端连接第一电阻的一端，第一电阻的另一端连接第一放大器的同相输入端、第二电阻的一端和第三电阻的一端，第二电阻的另一端接电源，第三电阻的另一端接地；所述的第四电阻的一端接地，另一端连接第一放大器的反相输入端和第五电阻的一端，第一放大器的输出端连接第五电阻的另一端和第六电阻的一端；所述的第六电阻的另一端连接第七电阻的一端和第二放大器的同相输入端，所述的第七电阻的另一端接地；所述的第八电阻的一端接地，另一端连接第二放大器的反相输入端和第九电阻的一端；所述的第二放大器的输出端连接第九电阻的另一端，并作为线圈电流检测电路的输出端。

所述的电容充电控制单元，包括第一电阻、第二电阻、第三电阻、第一电容、第二电容、第三电容、一个线性光耦、第一二极管、第二二极管和晶体管，其中，第一电阻的一端连接DSP处理器，另一端连接第一电容的一端和线性光耦一次侧的第一输入端；所述的第一电容的另一端与线性光耦一次侧的第二输入端相连并接地；所述的线性光耦二次侧的第一输出端连接第二电阻的一端和第三电阻的一端；第二电阻的另一端连接晶体管的栅极和第一二极管的一端；第三电阻的另一端与第一二极管的另一端、第二电容的一端、第三电容的一端和第二二极管的阳极相连并连接储能电容器的负极；所述的线性光耦二次侧的第二输出端与第二电容的另一端、第三电容的另一端、第二二极管的阴极相连并连接电容电压检测电路中第三电阻的另一端。

所述的电力电子控制单元，包括一个线性光耦、驱动芯片、第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管、第一电阻、第二电阻、第一电源、第二电源、第一电容、第二电容、一个反相器、第一二极管和第二二极管，其中，线性光耦的两路输入端连接DSP处理器，线性光耦的第一输出端连接驱动芯片的一路输入端；反相器的正极连接DSP处理器的一路输出端，反相器的负极连接驱动芯片的又一路输入端；所述的第一晶体管的栅极连接第二晶体管的栅极和驱动芯片的一路输出端，第一晶体管的漏极连接第二晶体管的源极和第一电阻的一端，第一电阻的另一端连接第三晶体管的门极，第二晶体管的漏极连接第一电源的负极、第一二极管的阳极、第二电容的一端和驱动芯片的又一路输出端；所述的第一晶体管的源极连接第二电源的正极，第二电源的负极连接第一电源的正极；所述的第二电容的另一端连接第一电容的一端和第三晶体管的漏极，第一电容的另一端连接第二电阻的一端，第二电阻的另一端连接线性光耦的第二输出端；所述的第一二极管的阴极连接驱动芯片的又一路输出端和第二二极管的阳极，第二二极管的阴极连接第三晶体管的源极。

所述的驱动芯片采用M57962L型号。

采用所述的基于双信号跟踪的真空断路器永磁机构控制装置的方法，包括以下步骤：

步骤1、对装置上电，并对储能电容器进行充电；

步骤2、采用电容电压检测电路对储能电容器的电压进行采集并将电压信号发送至DSP处理器中，DSP处理器对电压信号进行判断，若电压信号值未达到150V-200V内的电压设定值，则DSP处理器发送导通信号至电容充电控制单元中的晶体管，并返回执行步骤2，否则DSP处理器发送关断信号至电容充电控制单元中的晶体管并执行步骤3；

步骤3、采用电网电压检测电路对电网的电压进行实时采集，并将上述实时电压信号发送至DSP处理器中，DSP处理器根据实时采集的电压信号确定其零相位点；

步骤4、采用行程传感器实时采集断路器触头行程信号，并将采集的触头行程信号发送至触头行程检测电路，触头行程检测电路将调理后的触头行程信号发送至DSP处理器中；采用霍尔传感器实时采集断路器线圈电流信号，并将采集的线圈电流信号发送至线圈电流检测电路，线圈电流检测电路将调理后的线圈电流信号发送至DSP处理器中；

步骤5、DSP处理器将实时采集到的触头行程信号与参考触头行程信号进行比较，若两者之间的比较结果误差值在±0.5mm之内，则执行步骤6；否则，执行步骤7；

步骤6、采用PID控制算法对步骤5中的误差值进行计算，获得PWM信号占空比，DSP处理器将产生的PWM信号送至电力电子控制单元，并执行步骤8；

步骤7、DSP处理器将实时检测到的线圈电流信号与参考线圈电流信号进行比较，采用PID控制算法对两者之间的比较结果误差值进行计算，获得PWM信号占空比，DSP处理器将产生的PWM信号送至电力电子控制单元；

步骤8、电力电子控制单元发送PWM信号控制IGBT整流电路，从而控制断路器中的机构线圈；

步骤9工作结束，DSP处理器发出停止充电指令，并切断外界电源。

步骤5所述的参考触头行程信号是根据历史采集数据所形成的横坐标为时间、纵坐标为触头行程的曲线所确定。

步骤7所述的参考线圈电流信号是根据历史采集数据所形成的横坐标为时间、纵坐标为线圈电流的曲线所确定。

本发明的优点如下：

本发明基于双信号跟踪的真空断路器永磁机构控制装置及方法，通过双闭环PID控制算法，控制永磁操动机构触头行程与线圈电流按参考曲线进行输出，使真空断路器永磁操动机构触头运动特性处于受控状态，提高了控制系统的鲁棒性及控制精度，从而使断路器的每一次分合闸操作的动作时间保持为一定值。由于断路器每次的运动特性一致，可根据断路器所选择的动态特性曲线，由测量得到触头的行程曲线。传感器的输出信号直接反映出灭弧室内触头的运动特性。并且通过利用控制装置中的电流传感器测量机构激磁线圈电流，使激磁线圈的电流全程受控，从而有效地避免了线圈烧毁的可能。通过选取适当的触头行程动态曲线，可以减小动触头到达极限位置所受的冲击力，保护动触头并减弱触头弹跳，进而提高机构动作的可靠性，延长机构使用寿命。采用根据本发明的控制装置和控制方法，可以补偿由机械连接带来的机械分散性及电容器容量和永磁操动机构的线圈电阻率等电气参量改变对断路器工作参数的影响，使断路器分合闸操作时间保持为一定值，使真空断路器永磁操动机构可以可靠地实现同步关合。此外，通过提升分合闸电压，并选取合适的触头行程曲线，可以减少分合闸时间，减少触头因碰撞造成的能量损失，达到节能的效果，使断路器在相同使用的条件下，能够完成更多次的重合闸操作，有效延长了断路器的使用寿命，同时提高了电力系统的稳定性。

附图说明

图1为本发明一种实施例的真空断路器永磁操动机构控制系统框图；

图2为本发明一种实施例的TMS320F28335芯片引脚示意图，其中，（a）图为两边引脚，（b）图为另两边引脚；

图3为本发明一种实施例的电容电压检测电路原理图；

图4为本发明一种实施例的电网电压检测电路；

图5为本发明一种实施例的线圈电流检测电路；

图6为本发明一种实施例的电容充电控制单元电路原理图；

图7为本发明一种实施例的IGBT整流电路原理图；

图8为本发明一种实施例的电力电子控制单元电路原理图；

图9为本发明一种实施例的触头位置检测电路原理图；

图10为本发明一种实施例的真空断路器永磁操动机构结构图；

图11为本发明一种实施例的基于双信号跟踪的真空断路器永磁机构控制方法流程图；

图12为本发明一种实施例的双闭环控制系统及与永磁操构连接关系的示意图；

图13为本发明一种实施例的开环状态下测得的永磁操动机构动态曲线，其中，图（a）为触头行程曲线图，图（b）为触头刚合位置信号图，图（c）为线圈电流信号；

图14为本发明一种实施例的斩波与直流条件下线圈电流曲线的对比曲线，其中，图（a）为不同控制电压下的触头行程，图（b）为不同控制电压下的激磁线圈电流；

图15为本发明一种实施例的闭环控制下对参考曲线跟踪的结果，其中，图（a）为触头行程曲线图，图（b）为触头刚合位置信号图，图（c）为线圈电流信号。

具体实施方式

下面结合附图对本发明一种实施例做进一步说明。

如图1所示，一种基于双信号跟踪的真空断路器永磁机构控制装置，包括行程传感器、霍尔传感器、触头行程检测电路、DSP处理器、整流桥、储能电容器和IGBT整流电路，还包括电容电压检测电路、电网电压检测电路、线圈电流检测电路、电容充电控制单元和电力电子控制单元；

本发明实施例中，DSP处理器采用TMS320F28335型号（如图2中（a）图、（b）图所示），行程传感器采用SGC6T200型光栅传感器，其输出端YC-18-7（如表1）中的A（3号插头）、B（4号插头）、C（6号插头）端依次连接触头行程检测电路的输入端A1、A2、A3，触头行程检测电路的输出端B1、B2、B3连接一路DSP处理器的输入端CAP4～CAP6；

表1

所述的霍尔传感器采用CHF-400B型号，其输出端3连接线圈电流检测电路的输入端，线圈电流检测电路的输出端连接DSP处理器的输入端ADCINB0；所述的电网电压检测电路的输入端接入电网，电网电压检测电路的输出端连接DSP处理器的输入端ADCINA1；所述的储能电容器的一路输出端连接电容电压检测电路的输入端，电容电压检测电路的输出端连接DSP处理器的输入端ADCINA0；所述的DSP处理器的输出端GPIO53连接电容充电控制单元的输入端，电容充电控制单元的输出端连接储能电容器的一路输入端；DSP处理器的输出端PWM1连接电力电子控制单元的输入端，电力电子控制单元的输出端连接IGBT整流电路的一路输入端；所述的整流桥的输入端接入电网，整流桥的输出端连接电容充电控制单元的另一路输入端，储能电容器的另一路输出端连接IGBT整流电路的另一路输入端；所述的IGBT整流电路的输出端连接至断路器内部的机构线圈。

如图3所示，所述的电容电压检测电路，包括一个电感L1、一个线性光耦U1（HCNR200）、一个发光二极管D2、一个滑动变阻器R2、一个放大器AR1、第一电阻R6、第二电阻R7、第三电阻R1和一个电容C3，其中，储能电容C3器的正极连接电感L1的一端，电感L1的另一端连接线性光耦U1一次侧的第一输入端，所述的发光二极管D2的阳极连接线性光耦U1一次侧的第二输入端，发光二极管D2的阴极连接第二电阻R7的一端和第三电阻R1的一端，第二电阻R7的另一端连接第三电阻R1的另一端；所述的线性光耦U1二次侧的第一输出端接5V电源，线性光耦U1二次侧的第二输出端连接放大器AR1的同相输入端和滑动变阻器R2的一端，滑动变阻器R2的另一端接地；所述的放大器AR1的输出端连接反相输入端和第一电阻R6的一端，第一电阻R6的另一端连接电容C3的一端，并作为电容C3电压检测电路的输出端；所述的电容C3的另一端接地。

本发明实施例中，电容电压检测电路包括运算放大器与线性光耦，线性光耦采用HCNR200型号，当控制器上电后，首先对电容器组进行充电，DSP采集电容电压的信号并进行处理，当电压值达到系统操作要求时DSP发出停止充电指令，切断外界电源HCNR200工作在光电压模式下，首先通过分压电阻，将电容器电压进行分压处理，截取出一部分电压，并对该电压进行跟随器驱动后，送给线性光耦的一次侧，经光电隔离后由光耦的二次侧再次输出电压信号，最后将电压信号输送到DSP的A/D引脚进行模数转换从而得到电容器上的电压值。

如图4所示，所述的电网电压检测电路，包括一个电压互感器TV1013-1M、第一放大器LM385、第二放大器OP07、第一电容C1、第二电容C2、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第一滑动变阻器R7和第二滑动变阻器R6，其中，第一电阻R1的一端接入电网，另一端连接电压互感器TV1013-1M一次侧的第一输入端，电压互感器TV1013-1M一次侧的第二输入端接入电网，电压互感器TV1013-1M二次侧的第一输出端连接第二电阻R2的一端和第一电容C1的一端；所述的第二电阻R2的另一端与电压互感器TV1013-1M二次侧的第二输出端、第一放大器LM385的同相输入端、第一滑动变阻器R7的一端相连并接地；所述的第一电容C1的另一端连接第三电阻R3的一端，第三电阻R3的另一端连接第二滑动变阻器R6的一端和第一放大器LM385的反相输入端；所述的第一放大器LM385的输出端连接第二滑动变阻器R6的另一端和第四电阻R4的一端，第四电阻R4的另一端连接第二放大器OP07的同相输入端；所述的第一滑动变阻器R7的另一端连接第二放大器OP07的反相输入端、第二电容C2的一端和第五电阻R5的一端；所述的第二放大器OP07的输出端连接第二电容C2的另一端和第五电阻R5的另一端，并作为电网电压检测电路的输出端。

电网电压相位作为目标开关相位的参考点，因此电网电压相位的精确检测能够减小控制误差。本发明实施例中，电网电压检测电路由电压互感器、运算放大器、电阻以及电容连接组成，其中，电压互感器采用TV1013-1M，运算放大器采用LM385和OP07。该电路对系统电压进行实时采集并通过设置采样电阻R4保证电压幅值处于DSP接收幅值范围内，并且该电路能够对由滤波电容引起的相位偏移进行相位补偿，最后将输出信号送入DSP的AD模拟通道口，在DSP内部对采集的信号进行处理，实现对电网电压精确检测。

如图5所示，所述的线圈电流检测电路，包括第一放大器U1、第二放大器U2、第一电阻R11、第二电阻R12、第三电阻R13、第四电阻R14、第五电阻R15、第六电阻R16、第七电阻R17、第八电阻R18和第九电阻R19，其中，霍尔传感器的输出端连接第一电阻R11的一端，第一电阻R11的另一端连接第一放大器U1的同相输入端、第二电阻R12的一端和第三电阻R13的一端，第二电阻R12的另一端接10V电源，第三电阻R13的另一端接地；所述的第四电阻R14的一端接地，另一端连接第一放大器U1的反相输入端和第五电阻R15的一端，第一放大器U1的输出端连接第五电阻R15的另一端和第六电阻R16的一端；所述的第六电阻R16的另一端连接第七电阻R17的一端和第二放大器U2的同相输入端，所述的第七电阻R17的另一端接地；所述的第八电阻R18的一端接地，另一端连接第二放大器U2的反相输入端和第九电阻R19的一端；所述的第二放大器U2的输出端连接第九电阻R19的另一端，并作为线圈电流检测电路的输出端。

本发明实施例中线圈电流检测电路，优先采用可实现电气隔离的霍尔型电流传感器，主要由霍尔传感器、两运算放大器以及电阻连接组成；传统的电流信号采样电路，多利用分压电阻的方式。此种方法简单，但电阻会因为温漂而发生变化。无法保证测量的精度。同时外部电路与控制电路之间没有电气隔离，极易造成主回路中的高电压对控制回路的反击，对控制系统的安全构成威胁。因此在本实施例的电流采样电路中，采用可实现电气隔离的霍尔型电流传感器CHF-400B，传感器输出电压与输入电流成比，比值为1/100。永磁操动机构在进行分合闸操作过程中，线圈电流会改变方向，但是DSP中A/D模块的输入电压范围是0～3.3V，因此本发明实施例中采用图5中的电路结构。

如图6所示，所述的电容充电控制单元，包括第一电阻R4、第二电阻R5、第三电阻R3、第一电容C4、第二电容C2、第三电容C1、一个线性光耦U2、第一二极管P6KE18CA、第二二极管D1和晶体管IGBT，其中，第一电阻R4的一端连接DSP处理器TMS320F28335的GPIO53端口，另一端连接第一电容C4的一端和线性光耦U2一次侧的第一输入端；所述的第一电容C4的另一端与线性光耦U2一次侧的第二输入端相连并接地；所述的线性光耦U2二次侧的第一输出端连接第二电阻R5的一端和第三电阻R3的一端；第二电阻R5的另一端连接晶体管IGBT的栅极和第一二极管P6KE18CA的一端；第三电阻R3的另一端与第一二极管P6KE18CA的另一端、第二电容C2的一端、第三电容C1的一端和第二二极管D1的阳极相连并连接储能电容器的负极；所述的线性光耦U2二次侧的第二输出端与第二电容C2的另一端、第三电容C1的另一端、第二二极管D1的阴极相连并连接电容电压检测电路中第三电阻R3的另一端。

本发明实施例中，电容充电控制单元包括IGBT与光耦，光耦分别与DSP引脚以及IGBT连接。由处理器TMS320F28335发出充放电指令，通过对储能电容电压检测的电压值，控制功率管驱动电路中IGBT的导通和关合。在充电过程中，当检测未达到所需电容电压值时，充电回路中的IGBT保持导通，直到达到所需电容值时，关断DSP发出指令关断IGBT；在放电过程中，放电回路中IGBT导通直至检测到储能电容电压值为零；如图7所示，本发明实施例中，整流桥电路中一共包括四个晶体管IGBT，该电路将电网交流转为直流的整流电路，再由充电控制单元为储能电容进行充电。

如图8所示，所述的电力电子控制单元，包括一个线性光耦HCNR200、M57962L芯片、第一晶体管MOSFET1、第二晶体管MOSFET2、第三晶体管IGBT、第一电阻Rg、第二电阻R1、第一电源-15V、第二电源+15V、第一电容C1、第二电容C2、一个反相器U1、第一二极管Z1和第二二极管D1，其中，线性光耦HCNR200的上端连接3.3V电源，下端连接DSP处理器GPIO61引脚，线性光耦HCNR200的第一输出端连接M57962L芯片的输入端8；反相器U1的正极连接DSP处理器的输出端PWM1，反相器U1的负极连接M57962L芯片的输入端13；所述的第一晶体管MOSFET1的栅极连接第二晶体管MOSFET2的栅极和M57962L芯片的输出端5，第一晶体管MOSFET1的漏极连接第二晶体管MOSFET2的源极和第一电阻Rg的一端，第一电阻Rg的另一端连接第三晶体管IGBT的门极，第二晶体管MOSFET2的漏极连接第一电源-15V的负极、第一二极管Z1的阳极、第二电容C2的一端和M57962L芯片的输出端6；所述的第一晶体管MOSFET1的源极连接第二电源+15V的正极，第二电源+15V的负极连接第一电源-15V的正极；所述的第二电容C2的另一端连接第一电容C1的一端和第三晶体管IGBT的漏极，第一电容C1的另一端连接第二电阻R1的一端，第二电阻R1的另一端连接线性光耦HCNR200的第二输出端；所述的第一二极管Z1的阴极连接M57962L芯片的输出端1和第二二极管D1的阳极，第二二极管D1的阴极连接第三晶体管IGBT的源极。

本发明实施例中，选用IGBT作为永磁机构线圈驱动电路（即电力电子控制单元）中的开关器件，考虑到驱动的可靠性和系统向更大功率等级扩展，采用了基于M57962L的高速IGBT驱动电路。该电路的±15V电压由隔离驱动变压器供给，变压器隔离与普通的光耦隔离相比，光耦隔离具有传输延时，存在上升下降波沿，采用变压器传输传送几乎没有延时，可以获得比较陡直的上升下降沿波。M57962L可以驱动600V/400A和1200V/400AIGBT。在M57962L的输出采用场效应管组成得推挽电路进行功率放大，形成大电流驱动器，可以驱动1200V/600A的IGBT。

触头位置检测电路包括一个传感器与总线收发器，传感器通过总线收发器与微处理器通信连接。本实施例选用SGC6T200型光栅传感器，光栅传感器测速范围为0～4.8m/s，分辨率0.005mm(光栅间距)，可以较准确地测得真空断路器在分、合闸过程中的触头动态的速度及位置特性。处理器TMS320F28335的片内外设接收3.3V的电压信号，但光栅尺传感器输出的是5V的TTL电平信号。由于控制系统对转换的速度/频率要求较高，同时又要求转换功耗也不能太大，考虑了灵敏度的要求，如图9所示，本发明实施例中采用总线收发器SN74LVCH245A作为电平转换器件，实现5V输入信号到DSP可以接收的3.3V电平的转换。

图10为真空断路器永磁操动机构结构图，包括：动铁芯1，是操动机构中最主要的运动部件，一般采用低碳钢结构；机构外壳2，为机构提供磁通的路径；合闸激磁线圈3；永磁体4、5，为操动机构提供合闸状态时需要的磁力；永磁体6、7，为导磁环提供磁路通路的作用；8为主轴，9为转动轴，10为分闸弹簧，11为灭弧室，12为拐臂。

在采用图1的装置对永磁操动机构进行控制的过程当中，动铁芯的运动过程可由电压平衡方程和达朗贝尔运动方程描述为：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_C=\mathrm{iR}+\frac{\mathrm{d\Ψ}}{\mathrm{dt}}\\ i=-C\frac{{\mathrm{dU}}_c}{\mathrm{dt}}\\ m\frac{d^{2}x}{{\mathrm{dt}}^2}=F_{\mathrm{mag}}-F_f(x,\frac{\mathrm{dx}}{\mathrm{dt}})\\ F_{\mathrm{mag}}=f_2\left(W_{\mathrm{\μ}}\right)\\ \mathrm{\Ψ}=-f_1(i,\mathrm{\δ})\end{array}\right.---\left(1\right)$

式中，U_C为电容两端电压；i,Ψ分别为线圈电流和电磁系统全磁链；δ为磁场间隙；t为时间；W_μ为电磁系统的磁能，是i,Ψ的函数；x为衔铁位移；m为系统运动部件归算到动铁芯处的质量；F_mag，F_f分别为衔铁受到的电磁吸力和运动反力；C为储能电容的容量；R为永磁线圈等效电阻。

其中，控制电压U_C主要影响线圈激磁电流i，而线圈电流变化会导致作用于动铁芯上的电磁力F_mag的改变，通过PID控制算法获得PWM逆变单元电力电子器件IGBT信号占空比δ，实现对单稳态永磁机构线圈电流调节，从而改变施加于动铁芯上的电磁力，使得触头运动轨迹跟踪其参考轨迹，断路器动作时间发生变化。

由于操动机构自身参数差异，传感器测量误差以及实际操作环境差异等诸多因素影响，断路器每次合闸操作获得的信号曲线有很大差异。如果直接使用理论分析所获得的曲线一般会与实际曲线有误差，可能造成控制出错；为了避免这一问题出现，本发明实施例中选用高精度位移传感器，并保持实验环境温度不变，在开环状态下进行实验，由控制系统自身采样获得参考行程曲线，将参考行程曲线作为预设参考曲线保存在控制系统中，具体方式如下：

采用基于双信号跟踪的真空断路器永磁机构控制装置的方法，方法流程图如图11所示，包括以下步骤：

在控制装置的双闭环控制情况下，控制单元将参考行程曲线作为指令信号，把实时检测到的行程信号作为反馈信号，计算两者的瞬时偏差，经过PID控制器，输出值与内环来自霍尔传感器的电流信号反馈值进行比较，将比较结果经过内环PID控制器，其输出控制线圈驱动电路中IGBT的触发信号，最终使得实际触头行程与参考触头行程曲线保持一致。

在理想情况下，断路器动作特性是：断路器分合闸速度在开始阶段迅速升高，中间阶段保持高速运动，以减小分合闸的总体时间；在到达关合点前，降低速度以减小动触头碰撞的能量，并保持在一定速度范围内以满足电气设备同步投入电力系统的同步控制要求。

从上述动作特性可知，为获得理想的曲线，首先应依据已知类型断路器的参数确定用于确定参考曲线的一组储能电容值及其额定值。依据所要控制的类型断路器的实际参数，以减小分合闸的操作时间并减小到达关合点的速度为原则，由上述动态方程式（1）确定储能电容器在满足一次分闸或合闸时所需要的额定电容值及其额定电压值。对该类型断路器中的一个断路器，保证额定电容值并逐级提高电容电压，在控制装置开环状态下对触头行程及线圈电流进行采样。分析得到断路器触头位移曲线，根据如上所述的断路器理想动作特性，确定用于获取该类型断路器近似理想动参考曲线的电容值和电压值（对于同一型号断路器只需执行一次），所确定的电容器容量为额定电容值，而且电压值要高于额定电压值，从而保证正常操作时的储能电容能够满足实际重合闸的需要；利用所述确定的用于获取参考曲线的储能电容和初始电压值，在开环状态下采样实际使用的断路器的触头行程曲线及线圈电流曲线作为相应断路器的参考触头行程曲线及参考线圈电流曲线。

步骤1、对该装置上电，并对储能电容器进行充电；

步骤2、采用电容电压检测电路对储能电容器的电压进行采集并将电压信号发送至DSP处理器中，DSP处理器对电压信号进行判断，若电压信号值未达到150V的电压设定值，则DSP处理器发送导通信号至电容充电控制单元中的晶体管，并返回执行步骤2，否则DSP处理器发送关断信号至电容充电控制单元中的晶体管并执行步骤3；

步骤3、采用电网电压检测电路对电网的电压进行实时采集，并降上述实时电压信号发送至DSP处理器中，DSP处理器根据实时采集的电压信号确定其零相位点；

步骤4、采用行程传感器（SGC6T200型光栅传感器）实时采集断路器触头行程信号，并将采集的触头行程信号发送至触头行程检测电路，触头行程检测电路将调理后的触头行程信号发送至DSP处理器中；采用CHF-400B型号霍尔传感器实时采集断路器线圈电流信号，并将采集的线圈电流信号发送至线圈电流检测电路，线圈电流检测电路将调理后的线圈电流信号发送至DSP处理器中；

步骤5、DSP处理器将实时采集到的触头行程信号与参考触头行程信号进行比较，若两者之间的比较结果误差值在±0.5mm之内，则执行步骤6；否则，执行步骤7；

步骤5所述的参考触头行程信号是根据历史采集数据所形成的横坐标为时间、纵坐标为触头行程的曲线所确定。本发明实施例中，所述的参考触头行程信号具体取值如下：

当22ms时，触头行程为0.1436mm；

当24ms时，触头行程为0.3098mm；

当26ms时，触头行程为0.6092mm；

当28ms时，触头行程为0.8063mm；

当30ms时，触头行程为1.1052mm；

当32ms时，触头行程为1.8572mm；

当34ms时，触头行程为2.5243mm；

当36ms时，触头行程为4.2431mm；

当38ms时，触头行程为5.023mm；

当40ms时，触头行程为8.2153mm。

步骤6、采用PID控制算法对步骤5中的误差值进行计算，获得PWM信号占空比，DSP处理器将产生的PWM信号送至电力电子控制单元，并执行步骤8；

步骤7、DSP处理器将实时检测到的线圈电流信号与参考线圈电流信号进行比较，采用PID控制算法对两者之间的比较结果误差值进行计算，获得PWM信号占空比，DSP处理器将产生的PWM信号送至电力电子控制单元；

步骤7所述的参考线圈电流信号是根据历史采集数据所形成的横坐标为时间、纵坐标为线圈电流的曲线所确定；本发明实施例中，所述的参考线圈电流信号具体取值如下：

当22ms时，线圈电流为70.84A；

当24ms时，线圈电流为71.53A；

当26ms时，线圈电流为70.26A；

当28ms时，线圈电流为70A；

当30ms时，线圈电流为67.16A；

当32ms时，线圈电流为62.84A；

当34ms时，线圈电流为59.79A；

当36ms时，线圈电流为53.53A；

当38ms时，线圈电流为48.95A；

当40ms时，线圈电流为43.05A。

本发明实施例中，采用PID控制算法对两者之间的比较结果误差值进行计算，获得PWM信号占空比，DSP处理器将产生的PWM信号送至电力电子控制单元；

采用双闭环控制方式的信号跟踪型PWM法，实现触头行程与线圈电流按参考曲线完成操作，即应用双闭环PID控制方法，外环为触头位置环，内环为激磁线圈电流环，通过外环误差阈值与PID控制器的实时调节，确定IGBT模块的实际触发信号，实现对触头运动特性的闭环控制。如图12所示，在本发明中，将参考曲线作为指令信号，将采集的位移传感器的行程信号以及霍尔传感器的线圈电流信号作为反馈信号，通过将两者的瞬时值经过PID控制器，输出值与参考电流值进行比较，其结果通过PID控制器输出控制IGBT的触发信号。其算法工作原理如下：

A．位置环采用增量式PID控制算法，以获得最佳的动态效果。位置环的输出为电流的参考值，其计算公式如下：

I_ref(k)=I_ref(k-1)+(K_PI+K_IIT_I+K_DI/T_V)e(k)-(K_PI+2K_DI/T_V)×e(k-1)+K_DIe(k-2)/T_V（2）

式中，I_ref(k)为位置调节输出，作为电流调节参考值；K_PI为位置环比例系数；K_II为位置环积分系数；K_DI为位置环微分系数；T_V为位置环的采样周期；e(k)为第k次位置偏差；T_I为电流调节周期。

B．电流的调节过程是新的PWM产生的过程。通过调整PWM波形的宽度可以调整电流的平均值，而PWM波形的宽度则是通过调整DSP事件管理器比较寄存器的比较值COMP实现的；

其算法公式如下：

COMP(k)=COMP(k-1)+K_PV[e_I(k)-e_I(k-1)]+SK_IVT_Ie_I(k)（3）

式中，COMP(k)为电流调节输出；e_I(k)为第k次电流偏差；K_PV为电流比例系数；K_IV为电流积分系数；S为积分分离开关，当︱e(k)︱<ξ时，ξ取值为0.1，S=1，︱e(k)︱≧ξ时，S=0。

C．将e(k)与Q(k)进行比较，确定e(k)是否超出Q(k)的范围，以此确定电流环的跟踪方式；其中Q(k)取值为0.5；

情况一、若e(k)在Q(k)的范围内，则给定电流值I_ref(k)与反馈电流值的误差e_I(k)及误差变化Δe_I(k)，再一次PID运算处理得到PWM信号占空比COMP(k)；

情况二、若e(k)不在Q(k)的范围内，则给定电流值I_ref(k)与反馈电流值的误差e_I(k)及误差变化Δe_I(k)，再一次PID运算处理得到PWM信号占空比COMP(k)。

步骤8、电力电子控制单元发送PWM信号控制IGBT整流电路，从而控制断路器中的机构线圈；

步骤9、工作结束，DSP处理器发出停止充电指令，并切断外界电源。

控制检测结果：

由于操动机构自身参数差异，传感器测量误差以及实际操作环境差异等诸多因素影响，如果直接使用理论分析所获得的曲线一般会与实际曲线有误差，可能造成控制出错。为了避免这一问题出现，本发明实施例选取12kV真空断路器单稳态永磁操动机构，选用高精度位移传感器、霍尔电流传感器，并保持实验环境温度不变，在开环状态下进行实验，由控制系统自身采样获得参考曲线，将参考曲线作为预设参考曲线保存在控制系统中。

图13为储能电容容量为0.2F，电容电压为150V到180V条件下的断路器动态特性曲线，图13(a)为不同电压下的触头行程信号、（b）不同电压下的刚合位置信号、（c）为不同电压下的线圈电流信号，从图中可以看出，每次合闸操作触头到达刚合位置时间范围为35～45ms。由控制系统自身采样，本文将合闸时间为40ms的参考曲线作为预设参考曲线保存在控制系统中。

图14为不同控制电压U_C时合闸测得的断路器触头位移d及机构激磁线圈电流波形。从图14中的（a）图、（b）图可知，改变控制电压U_C的占空比，则能够调节线圈电流i，进而对动铁芯上施加电磁力进行调节，从而使得断路器触头运动位置得到控制。

图15为永磁机构对给定参考行程曲线跟踪的实验结果，图15中(a)给出了对预设参考行程曲线多次跟踪实验后实际测得的触头行程信号，(b)给出了对预设电流参考曲线多次跟踪实验后实际测得的激磁线圈曲线，(c)给出了对预设参考曲线跟踪后测得的刚合位置信号。

从图15中（a）图、（b）图、（c）图可知，永磁机构在本文设计控制系统的控制下，触头每次动作测得的传感器输出曲线虽然不能与预设参考曲线完全重合，但是当实际传感器输出曲线与预设参考曲线出现偏差时，控制系统能够通过双闭环PID控制器对系统控制参数进行调节，最终保证每次合闸时间范围在39～41ms。

Claims (6)

1.一种基于双信号跟踪的真空断路器永磁机构控制装置，包括行程传感器、霍尔传感器、触头行程检测电路、DSP处理器、整流桥、储能电容器和IGBT整流电路，其特征在于：还包括电容电压检测电路、电网电压检测电路、线圈电流检测电路、电容充电控制单元和电力电子控制单元，其中，所述的行程传感器的输出端连接触头行程检测电路的输入端，触头行程检测电路的输出端连接DSP处理器的一路输入端；所述的霍尔传感器的输出端连接线圈电流检测电路的输入端，线圈电流检测电路的输出端连接DSP处理器的另一路输入端；所述的电网电压检测电路的输入端接入电网，电网电压检测电路的输出端连接又一路DSP处理器的输入端；所述的储能电容器的一路输出端连接电容电压检测电路的输入端，电容电压检测电路的输出端连接又一路DSP处理器的输入端；所述的DSP处理器的一路输出端连接电容充电控制单元的输入端，电容充电控制单元的输出端连接储能电容器的输入端；DSP处理器的另一路输出端连接电力电子控制单元的输入端，电力电子控制单元的输出端连接IGBT整流电路的一路输入端；所述的整流桥的输入端接入电网，整流桥的输出端连接电容充电控制单元的另一路输入端，储能电容器的另一路输出端连接IGBT整流电路的另一路输入端；所述的IGBT整流电路的输出端连接至断路器内部的机构线圈；

所述的电容电压检测电路，包括一个电感、一个线性光耦、一个发光二极管、一个滑动变阻器、一个放大器、第一电阻、第二电阻、第三电阻和一个电容，其中，储能电容器的正极连接电感的一端，电感的另一端连接线性光耦一次侧的第一输入端，所述的发光二极管的阳极连接线性光耦一次侧的第二输入端，发光二极管的阴极连接第二电阻的一端和第三电阻的一端，第二电阻的另一端连接第三电阻的另一端；所述的线性光耦二次侧的第一输出端接电源，线性光耦二次侧的第二输出端连接放大器的同相输入端和滑动变阻器的一端，滑动变阻器的另一端接地；所述的放大器的输出端连接反相输入端和第一电阻的一端，第一电阻的另一端连接电容的一端，并作为电容电压检测电路的输出端；所述的电容的另一端接地。

2.根据权利要求1所述的基于双信号跟踪的真空断路器永磁机构控制装置，其特征在于：所述的电网电压检测电路，包括一个电压互感器、第一放大器、第二放大器、第一电容、第二电容、第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻、第一滑动变阻器和第二滑动变阻器，其中，第一电阻的一端接入电网，另一端连接电压互感器一次侧的第一输入端，电压互感器一次侧的第二输入端接入电网，电压互感器二次侧的第一输出端连接第二电阻的一端和第一电容的一端；所述的第二电阻的另一端与电压互感器二次侧的第二输出端、第一放大器的同相输入端、第一滑动变阻器的一端相连并接地；所述的第一电容的另一端连接第三电阻的一端，第三电阻的另一端连接第二滑动变阻器的一端和第一放大器的反相输入端；所述的第一放大器的输出端连接第二滑动变阻器的另一端和第四电阻的一端，第四电阻的另一端连接第二放大器的同相输入端；所述的第一滑动变阻器的另一端连接第二放大器的反相输入端、第二电容的一端和第五电阻的一端；所述的第二放大器的输出端连接第二电容的另一端和第五电阻的另一端，并作为电网电压检测电路的输出端。

3.根据权利要求1所述的基于双信号跟踪的真空断路器永磁机构控制装置，其特征在于：所述的线圈电流检测电路，包括第一放大器、第二放大器、第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻、第六电阻、第七电阻、第八电阻和第九电阻，其中，霍尔传感器的输出端连接第一电阻的一端，第一电阻的另一端连接第一放大器的同相输入端、第二电阻的一端和第三电阻的一端，第二电阻的另一端接电源，第三电阻的另一端接地；所述的第四电阻的一端接地，另一端连接第一放大器的反相输入端和第五电阻的一端，第一放大器的输出端连接第五电阻的另一端和第六电阻的一端；所述的第六电阻的另一端连接第七电阻的一端和第二放大器的同相输入端，所述的第七电阻的另一端接地；所述的第八电阻的一端接地，另一端连接第二放大器的反相输入端和第九电阻的一端；所述的第二放大器的输出端连接第九电阻的另一端，并作为线圈电流检测电路的输出端。

4.根据权利要求1所述的基于双信号跟踪的真空断路器永磁机构控制装置，其特征在于：所述的电容充电控制单元，包括第一电阻、第二电阻、第三电阻、第一电容、第二电容、第三电容、一个线性光耦、第一二极管、第二二极管和晶体管，其中，第一电阻的一端连接DSP处理器，另一端连接第一电容的一端和线性光耦一次侧的第一输入端；所述的第一电容的另一端与线性光耦一次侧的第二输入端相连并接地；所述的线性光耦二次侧的第一输出端连接第二电阻的一端和第三电阻的一端；第二电阻的另一端连接晶体管的栅极和第一二极管的一端；第三电阻的另一端与第一二极管的另一端、第二电容的一端、第三电容的一端和第二二极管的阳极相连并连接储能电容器的负极；所述的线性光耦二次侧的第二输出端与第二电容的另一端、第三电容的另一端、第二二极管的阴极相连并连接电容电压检测电路中第三电阻的另一端。

5.根据权利要求1所述的基于双信号跟踪的真空断路器永磁机构控制装置，其特征在于：所述的电力电子控制单元，包括一个线性光耦、驱动芯片、第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管、第一电阻、第二电阻、第一电源、第二电源、第一电容、第二电容、一个反相器、第一二极管和第二二极管，其中，线性光耦的两路输入端连接DSP处理器，线性光耦的第一输出端连接驱动芯片的一路输入端；反相器的正极连接DSP处理器的一路输出端，反相器的负极连接驱动芯片的又一路输入端；所述的第一晶体管的栅极连接第二晶体管的栅极和驱动芯片的一路输出端，第一晶体管的漏极连接第二晶体管的源极和第一电阻的一端，第一电阻的另一端连接第三晶体管的门极，第二晶体管的漏极连接第一电源的负极、第一二极管的阳极、第二电容的一端和驱动芯片的又一路输出端；所述的第一晶体管的源极连接第二电源的正极，第二电源的负极连接第一电源的正极；所述的第二电容的另一端连接第一电容的一端和第三晶体管的漏极，第一电容的另一端连接第二电阻的一端，第二电阻的另一端连接线性光耦的第二输出端；所述的第一二极管的阴极连接驱动芯片的又一路输出端和第二二极管的阳极，第二二极管的阴极连接第三晶体管的源极。

6.根据权利要求5所述的基于双信号跟踪的真空断路器永磁机构控制装置，其特征在于：所述的驱动芯片采用M57962L型号。