CN103324234A

CN103324234A - 低压差线性稳压器的输出动态调节电路

Info

Publication number: CN103324234A
Application number: CN2013102239493A
Authority: CN
Inventors: 戴颉; 职春星
Original assignee: BRITE SEMICONDUCTOR (SHANGHAI) Corp
Current assignee: Canxin semiconductor (Shanghai) Co.,Ltd.
Priority date: 2013-06-07
Filing date: 2013-06-07
Publication date: 2013-09-25
Anticipated expiration: 2033-06-07
Also published as: CN103324234B

Abstract

本发明涉及一种低压差线性稳压器的输出动态调节电路，通过数字电路和模拟电路的结合，由负载控制电路根据负载的变化来产生控制信号，然后由LDO中的动态输出控制电路来动态控制按比例设计的不同电流输出能力的组合来输出所需的电流。负载控制电路同时控制负载变化和LDO输出电流的变化来实现负载和其所需电流的动态快速精确匹配。当负载变化时，该电路能够同时调整输出电流大小来满足输出需求，消除负载急剧变化时对输出电压的冲击。同时，本发明通过交织布线技术将动态输出控制电路和LDO输出电路间隔摆放提高了输出电路的响应速度，减轻了电源噪声对LDO电路的干扰，提高了LDO电路的性能。

Description

低压差线性稳压器的输出动态调节电路

技术领域

本发明属于电源管理技术领域，具体涉及一种低压差线性稳压器LDO的输出动态调节电路及其控制电路的结构和版图设计。

背景技术

低压差线性稳压器101（以下简称LDO）具有成本低、输出噪声小、电路简单、占用芯片面积小等优点，在SoC（片上系统）芯片中得到广泛的应用， LDO根据向其输入的VDD1来产生供给数字电路102的电源VDD2，如图1所示。

LDO的本质是利用带隙基准产生的稳定电压和负反馈控制环路得到一个基本不随环境变化的输出电压。现有典型的LDO如图2所示，具体包括：输出管MP1，误差放大器OA、电阻反馈网络。其基本工作原理是：电阻反馈网络产生反馈电压，误差放大器OA将反馈电压和基准电压之间的误差放大，再经调整管放大输出，由此形成负反馈，将反馈电压钳制在基准电压的电位Vref上，进而将输出电压钳制在需要的电位上。由于反馈电压等于Vout*R2/(R1+R2)，换算出输出电压Vout=(1+R1/R2)Vref。这样，通过简单调节R1和R2的比值，就可以得到所需的电压。图2中虚线框所示为负载电路103。

为了有较高的负载能力，一般输出管MP1的面积较大，在输出管MP1的栅极形成一个高达数十pF 的电容，同时为了减小LDO的功耗，静态工作电流很小，使得LDO的摆率SR=Ig/Cg很小，其中，Cg为输出管栅极等效电容，Ig为栅极冲放电电流，从而MP1管的栅极电压变化比较缓慢，导致MP1管的漏极电流也随之变化缓慢，在输出电流跳变时，输出电压需要较长的恢复稳定时间，并会产生高的电压尖峰。

同时，随着SoC芯片功耗的增加，SoC芯片的设计中采用了多项功耗控制技术，包括将芯片划分为多个电压域，在芯片某一功能模块无需工作时将其电源切断以节省功耗，这使得LDO的负载会发生快速的动态变化。在某些情况下，甚至LDO的全部负载都无需工作时，需要将LDO的全部输出都予以切断以最大程度的节省功耗，典型的电路如图3所示。当MP2导通时，MP1的栅极被强制拉高到VDD1进而导致MP1关断。由于芯片的动态功耗管理通常在数字电路中完成，数字电路工作在VDD2电压域， VDD2由LDO输出但LDO工作在VDD1电压域。数字电路的控制信号需要通过电平转换电路（Level Shift）从VDD2电压域的信号转换为VDD1电压域的信号PDB再来控制MP2的栅极。

由于MP1很大，通常用多指（Multi-finger）MOS晶体管电路实现。因为MP1的总栅极电容很大，使得MP2在关断/导通MP1时需要较长的时间，尤其是MP1中离MP2输出较远的MOS晶体管，从MP2的输出到其栅极中有较大的寄生电阻和电容导致其关断/导通有较大的延时。在MP2导通时，其本来的功能是将MP1的栅极A点电位等于VDD1的电位而将MP1关断。然而，由于上述原因，A点电位等于VDD1电位有较大延时。即，VDD1在t1时的电位要在t2时才能到达MP1的栅极，而且到达MP1不同Finger的栅极的时间也有不同。这样，在电源VDD1上有高频噪声时，如，在t0时VDD1的电压是V0，在t1时由于噪声的影响，VDD1的电压是V0+Vnoise，而在t1时，由于延迟的原因，MP1栅极上的电压仍然是V0而其源极电压是V0+Vnoise，这样，其栅源之间就有Vnoise的压差，导致MP1无法完全关断进而造成较大的漏电流。

由于MP1很大，在高频噪声较大时，能够造成较大的漏电流，严重时使得在关断LDO的输出时其输出VDD2离零电位较远，甚至造成电平转换电路的输出不正常并进一步导致LDO无法完全关断。

因此，为了克服上文所述LDO输出电压需要较长的恢复稳定时间，并会产生高的电压尖峰问题。很多研究者做了大量研究并提出了一些解决方案。然而，这些解决方案全都集中在通过各种手段来增强LDO输出管的栅极电流以减轻该问题。其基本原理还是在负载改变后利用负反馈回路来改变LDO输出管的输出电流。这种在负载改变后才进行的调整本身就是被动式的，无法完全消除负载改变和LDO输出改变之间的延时而只是减小该延时，从而无法消除该延时导致的电压尖峰。另外，这需要额外的模拟电路，增加了功耗。

发明内容

本发明的目的是提供一种低压差线性稳压器的输出动态调节电路，通过数字电路和模拟电路的结合，由负载控制电路根据负载的变化来产生控制信号，然后由LDO中的动态输出控制电路来动态控制按比例设计的不同电流输出能力的组合来输出所需的电流，实现负载和其所需电流的动态快速精确匹配，消除负载急剧变化时对输出电压的冲击。同时，本发明通过交织布线技术将动态输出控制电路和LDO输出电路间隔摆放，以提高输出电路的响应速度，减轻电源噪声对LDO电路的干扰，从而提高LDO电路的性能。

为了达到上述目的，本发明的技术方案是提供一种低压差线性稳压器的输出动态调节电路，其设有负载控制电路、动态输出控制电路、LDO输出电路和负载电路；

其中，所述负载控制电路向与之连接的所述负载电路，输出一路能够根据应用需求来动态调整所述负载电路中负载变化的第一控制信号；

所述负载控制电路还同时向与之连接的所述动态输出控制电路，输出另一路能够根据所述负载变化来控制所述动态输出控制电路的输出信号进行变化的第二控制信号；

所述动态输出控制电路在所述第二控制信号的控制下，向与之连接的所述LDO输出电路输出相应的第三控制信号，以控制该LDO输出电路向与之连接的所述负载电路输出所需要的电流，以匹配因负载变化造成的电流变化。

所述负载控制电路包含：

多个第一电子开关，对应与多个所述负载电路相连接，以控制各个负载电路的负载是否与所述LDO输出电路相应输出的电流接通；

加法器，对接通所有负载所需的总电流进行累加，以获得LDO输出电路需要输出的电流；

译码器，将所述加法器计算的结果转换为向所述动态输出控制电路输出的第二控制信号。

配合设置的所述输出动态调节电路和所述LDO输出电路，按照输出能力划分有多个分支电路；

每个分支电路，包含：所述输出动态调节电路所设多个第二电子开关的其中一个，以及所述LDO输出电路所设多个分输出电路的其中一个，各个所述第二电子开关对应控制各个与之相匹配的分输出电路的输出电流大小。

所述LDO输出电路设置的第n个所述分输出电路，其输出为2^(n-1)单位的电流，n是正整数，n=1,2,3,…。

每个所述分支电路按照输出能力进一步包含一个或多个单元电路；每个所述单元电路输出1个单位的电流；所述LDO输出电路的第n个分输出电路，则包含2^(n-1)个所述单元电路。

每个所述单元电路中，设置有一个单元电子开关，和电流输出能力分别为1/m单位的m个单元输出电路，m是正整数；

所述单元电子开关和所述单元输出电路交叉布局，并且，使该单元电子开关位于所述单元电路的中心。

每个所述单元电路中，设有误差放大器OA，电阻反馈网络，属于所述LDO输出电路的第一晶体管MP1，和属于所述输出动态调节电路的第二晶体管MP2；

其中，所述电阻反馈网络和所述负载电路的负载，分别连接在所述第一晶体管MP1的漏极和地之间；所述电阻反馈网络还连接至所述误差放大器OA的负输入端，来提供反馈电压；所述误差放大器OA将其正输入端的基准电压与所述反馈电压的误差放大后，输出至所述第一晶体管MP1的栅极，形成负反馈；

所述第二晶体管MP2的栅极连接所述负载控制电路，来接收第二控制信号；该第二晶体管MP2的漏极连接至所述第一晶体管MP1的源极实现对该第一晶体管MP1的控制。

本发明的有益效果在于：通过使用数字电路和模拟电路的结合，控制负载电路和LDO输出电路的同时切换，实现了LDO输出电路的主动式切换，避免了LDO输出电路相对负载电路切换延时导致的电压尖峰。而且，本发明所需的负载控制电路中额外的加法器和译码器在很多有MCU的SoC芯片中完全可以用软件实现，从而无需额外的电路和功耗。

同时，通过将输出控制电路和输出电路配合按输出能力划分成多个分支电路并进一步将其分解为单元电路和使用交叉布局使输出控制电路位于单元电路的中心，这样每一个单元电路中的输出控制电路的负载得以极大地减轻。另外，这样的布局使得每一个单元电路中的输出控制电路距离其所控制的输出电路很近。以上两点使得输出电路可以快速切换，延时很小从而避免了电源噪声而导致的漏电流并进而保证输出电路的快速有效关断/导通。

附图说明

图1是背景技术中LDO电路在SoC中的应用示例框图；

图2是背景技术中LDO电路的结构图；

图3是背景技术中带关断/导通功能的LDO电路的结构图；

图4是本发明的LDO动态负载调节电路的示意框图；

图5是本发明的负载控制电路结构图；

图6是本发明的输出控制电路和输出电路示意图；

图7是本发明的输出控制电路和输出电路版图示意图；

图8是本发明的输出控制电路和输出电路实例图。

具体实施方式

下面结合附图和具体的实施例对本发明作进一步的阐述。

本发明提供一种低压差线性稳压器（以下简称LDO）的输出动态调节电路，如图4所示，设有负载控制电路401、动态输出控制电路402、LDO输出电路403和负载电路404。其中，负载控制电路401输出有一路第一控制信号，以根据应用需求来动态调整负载电路404，负载电路404变化导致需要的电流发生变化；因此，负载控制电路401同时根据负载的变化来输出有另一路第二控制信号来控制动态输出控制电路402；由动态输出控制电路402再控制LDO输出电路403输出负载电路404所需要的电流。

本发明所述负载控制电路401的实施是通过数字电路和模拟电路的结合，如图5所示，在SoC（片上系统）本身具有的负载控制电路基础上，增加有加法器501和译码器502，图中省略了对其他器件模块的描绘。通过多个电子开关（图中示出了两个电子开关1101和1102）来控制各个负载与LDO输出电压的接通与否。通过加法器501对接通所有负载所需要的总电流进行累加，来获得LDO需要输出的工作电流。然后，通过译码器502产生动态输出控制电路所需要的信号。控制负载电路的多个电子开关在译码器502产生控制信号的同时进行切换，来保证负载和LDO输出电流在同一时刻变化来做到负载和LDO输出能力的最佳匹配。

所述的加法器501和译码器502可以使用加法器和译码器的任何通用的硬件来实现；而在有MCU（微控制单元）或CPU的SoC中，加法器501和译码器502也可以无需额外硬件，仅使用相应的软件来实现，上述两种方案在这里就不做详细论述。

所述的动态输出控制电路402和LDO输出电路403，如图6所示，将动态输出控制电路402和LDO输出电路403相配合，并按输出能力划分成多个分支电路，每个分支电路按其输出能力被进一步分解为一个或多个单元电路（下文会具体解释该单元电路）。通过多个电子开关（在图中表示为1301,1302，…等），来控制与其各自匹配的LDO输出电路的各个分支（在图中对应表示为1401,1402,…等）对输出电流的大小进行控制。

在一个具体的实施例中，第一个输出电路1401输出1个单位如1mA的电流，第二个输出电路1402输出2个单位如2mA的电流，第三个输出电路（图中未示出）输出4个单位如4mA的电流，依次递增第n个输出电路将输出2^(n-1)单位如 2^(n-1)mA的电流。这样，通过多个电子开关的组合，就可以生成精度在1个单位电流之内的电流组合。

所述的动态输出控制电路402和LDO输出电路403，将多个分支电路进一步划分成1个单位电流输出如1mA的单元电路。第一个电子开关1301与其输出电路1401由1个单元电路组成；第二个电子开关1302与其输出电路1402由2个单元电路组成；第n个电子开关与其输出电路由2^(n-1)个单元电路组成。

如图7所示，每一个单元电路（图中以阴影表示）由一个输出控制电路的电子开关，来控制四个输出能力为1/4单位如0.25mA的输出晶体管电路（即，LDO输出电路的分支），故每个单元电路可以提供1个单位如1mA的电流输出。在如图7所示的版图布局中，将输出控制电路和输出电路通过交叉布局，使输出控制电路位于单元电路的中心，以减轻电子开关的负载和电子开关开启/关断对LDO输出电路的延时。

本发明中的电路实例如图8所示，设有误差放大器OA、作为输出电路403的第一晶体管MP1、作为动态输出控制电路402的第二晶体管MP2、电阻反馈网络、和负载电路404。其中动态输出控制电路402和输出电路403均由PMOS电路实现。但根据实际情况，输出控制电路也可用NMOS电路或传输门实现。

所述的电阻反馈网络用来产生反馈电压，使电阻R1、R2串联在第一晶体管MP1的漏极与地之间，从这两个电阻R1、R2之间连接至误差放大器OA的负输入端；误差放大器OA将反馈电压和基准电压之间的误差放大，再经第一晶体管MP1放大输出，由此形成负反馈，将反馈电压钳制在基准电压的电位Vref上，进而将输出电压钳制在需要的电位上。由于反馈电压等于Vout*R2/(R1+R2)，换算出输出电压Vout=(1+R1/R2)Vref。因此，通过简单调节R1和R2的比值，就可以得到所需的电压。图8中的负载电路404为并联在第一晶体管MP1的漏极与地之间的电阻RL和电容。

参见图8，本发明中的第二晶体管MP2（即输出控制电路402）对第一晶体管MP1（即输出电路403）的源极而不是栅极进行控制（后者见图3的背景技术）。这样的好处是，MP1的源极电容远小于其栅极电容减轻了输出控制电路的负载。另外，MP1的栅极A点能够保持独立，不受输出控制电路的影响成为静态信号。

图8中所示的动态输出控制电路402和输出电路403只是一个单元电路的示例。所有单元电路的输出电路的栅极可以直接连接在一起，但各个单元电路中输出控制电路的控制信号PD则可能不同。这样，每个单元电路中的输出控制电路的负载较轻，可以达到快速开启输出电路的功能。

综上所述，本发明的LDO输出动态调节电路，通过数字电路和模拟电路的结合，由负载控制电路根据负载的变化来产生控制信号，然后由LDO中的动态输出控制电路来动态控制按比例设计的不同电流输出能力的组合来输出所需的电流。负载控制电路同时控制负载变化和LDO输出电流的变化来实现负载和其所需电流的动态快速精确匹配。当负载变化时，该电路能够同时调整输出电流大小来满足输出需求，消除负载急剧变化时对输出电压的冲击。同时，本发明通过交织布线技术将动态输出控制电路和LDO输出电路间隔摆放提高了输出电路的响应速度，减轻了电源噪声对LDO电路的干扰，提高了LDO电路的性能。

本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者理解本发明的原理，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。

Claims

1.一种低压差线性稳压器的输出动态调节电路，其特征在于，设有负载控制电路（401）、动态输出控制电路（402）、LDO输出电路（403）和负载电路（404）；

其中，所述负载控制电路（401）向与之连接的所述负载电路（404），输出一路能够根据应用需求来动态调整所述负载电路（404）中负载变化的第一控制信号；

所述负载控制电路（401）还同时向与之连接的所述动态输出控制电路（402），输出另一路能够根据所述负载变化来控制所述动态输出控制电路（402）的输出信号进行变化的第二控制信号；

所述动态输出控制电路（402）在所述第二控制信号的控制下，向与之连接的所述LDO输出电路（403）输出相应的第三控制信号，以控制该LDO输出电路（403）向与之连接的所述负载电路（404）输出所需要的电流，以匹配因负载变化造成的电流变化。

2.如权利要求1所述低压差线性稳压器的输出动态调节电路，其特征在于，

所述负载控制电路（401）包含：

多个第一电子开关，对应与多个所述负载电路（404）相连接，以控制各个负载电路（404）的负载是否与所述LDO输出电路（403）相应输出的电流接通；

加法器（501），对接通所有负载所需的总电流进行累加，以获得LDO输出电路（403）需要输出的电流；

译码器（502），将所述加法器（501）计算的结果转换为向所述动态输出控制电路（402）输出的第二控制信号。

3.如权利要求1或2所述低压差线性稳压器的输出动态调节电路，其特征在于，

配合设置的所述输出动态调节电路（402）和所述LDO输出电路（403），按照输出能力划分有多个分支电路；

每个分支电路，包含：所述输出动态调节电路（402）所设多个第二电子开关的其中一个，以及所述LDO输出电路（403）所设多个分输出电路的其中一个，各个所述第二电子开关对应控制各个与之相匹配的分输出电路的输出电流大小。

4.如权利要求3所述低压差线性稳压器的输出动态调节电路，其特征在于，

所述LDO输出电路（403）设置的第n个所述分输出电路，其输出为2^(n-1)单位的电流，n是正整数，n=1,2,3,…。

5.如权利要求4所述低压差线性稳压器的输出动态调节电路，其特征在于，

每个所述分支电路按照输出能力进一步包含一个或多个单元电路；每个所述单元电路输出1个单位的电流；所述LDO输出电路（403）的第n个分输出电路，则包含2^(n-1)个所述单元电路。

6.如权利要求5所述低压差线性稳压器的输出动态调节电路，其特征在于，

7.如权利要求6所述低压差线性稳压器的输出动态调节电路，其特征在于，

每个所述单元电路中，设有误差放大器（OA），电阻反馈网络，属于所述LDO输出电路（403）的第一晶体管（MP1），和属于所述输出动态调节电路（402）的第二晶体管（MP2）；

其中，所述电阻反馈网络和所述负载电路（404）的负载，分别连接在所述第一晶体管（MP1）的漏极和地之间；所述电阻反馈网络还连接至所述误差放大器（OA）的负输入端，来提供反馈电压；所述误差放大器（OA）将其正输入端的基准电压与所述反馈电压的误差放大后，输出至所述第一晶体管（MP1）的栅极，形成负反馈；

所述第二晶体管（MP2）的栅极连接所述负载控制电路（401），来接收第二控制信号；该第二晶体管（MP2）的漏极连接至所述第一晶体管（MP1）的源极实现对该第一晶体管（MP1）的控制。