CN103323675A - 电容触摸检测电路及方法 - Google Patents

Abstract

一种电容触摸检测电路及方法，用于触摸显示输入屏输入信号检测端的触摸输入电容检测；包括将触摸输入电容的容值调制并转换成电压信号的电容电压转换器，将该电压信号与一同步信号进行混频的第一混频器；尤其是，还包括将偏移量信号与一两倍频率于所述同步信号的信号进行混频的第二混频器，所述第一、第二混频器的输出经减法运算后输出的信号直流成分为触摸输入电容的大小；还包括开关切换装置，从而本发明仅用一个控制端就可实现自电容和互电容两种检测模式的切换选择。本发明还可进一步利用中央处理器对所述激励信号进行扩频处理，使触摸显示输入屏触摸信号的信噪比和抗干扰能力得以提高。

Description

电容触摸检测电路及方法

技术领域   本发明涉及输入检测技术，特别涉及触摸输入设备的输入检测，尤其涉及电容触摸输入电容的检测电路及方法。

 背景技术    输入输出终端是如手机、MP3播放器、GPS导航仪、电脑等等电子设备必不可少的部分。较为常见的是以键盘为输入终端，以显示器为输出终端。传统的键盘多为机械按钮式键盘，其不足之处在于：按键生硬，需要一定力度，用久了容易被周边机械装置或尘粒卡住；且按键旁边多有缝隙，不防水；按动键盘时由于机械摩擦会发出一定程度的噪声，影响近距离人群的生活。其后出现的触摸输入法不仅免除上述烦恼，还提高了人机交互的互动性。尤其触摸屏的出现，使可视化输入变成现实，大大提高设备使用的友善性。

传统触摸屏输入终端以电阻式触摸屏最为常见，其价格低廉，采用压敏电阻来检测触摸，即靠外界压力产生机械形变来改变电阻阻值。其不足之处在于：触摸屏上需要有软的弹性装置，以便在压力释放后恢复形变，而弹性装置用久了容易老化，导致按键失灵；此外，该电阻式触摸屏不能识别多点触摸，同一时刻只能是单点输入，无法适应日益繁杂的界面输入需求；再者，其制作材料决定了屏幕的透光率无法得到提高。

电容式触摸输入技术由此应运而生，既消除了机械按键的诸多不便，又解决了电阻式触摸屏的透光率、老化问题，更为重要的是可支持多点触摸输入。现有电容式触摸屏/键主要采用自电容检测触摸输入和互电容检测触摸输入两种技术。自电容检测技术是将电容的一端接地，从电容的另一端发送和接收信号来检测电容的变化以识别是否有触摸输入。检测单个自电容的变化只需要一个IO端口即可，占用IO端口少。同时该类触摸屏可以用单层导电材料来生产实现，大大节约了屏的生产成本。互电容检测技术是在电容的一端发射信号，从电容的另一端接收信号来检测电容的变化以识别是否有触摸输入。因此检测单个互电容的变化需要两个IO端口，占用IO端口相对较多。同时该类触摸屏需要用两层导电材料来生产实现，屏的制作成本相对高昂。

现有自电容检测技术有多种检测方法。有的基于张驰振荡的原理将电容转化为频率或

周期信号进行测量，有的采用电阻、电容充放电的方法进单斜率或双斜率积分计数来测量电容，有的采用调节电容充放电电流大小进行逐次逼近的办法测量电容，等等。这些自电容检测办法存在一共同缺陷，即抗环境干扰能力很弱。尤其是对应用在手机上的触摸显示屏来说，面临来自LCD显示的干扰和来自手机射频信号的干扰，现有自电容检测办法所实现的触摸信号的信噪比不高，大部分都在30 :1以下，将导致出现触摸屏的分辨率低、触摸检测容易被误动作等现象。相对而言，互电容检测技术的触摸信号信噪比会较高，因此容易实现触摸动作的高分辨率检测，可以实现多点触摸的识别。

综上所述，现有电容检测技术的不足之处在于：自电容检测技术虽然方案成本低、占用芯片IO端口少，但抗环境干扰能力很弱；互电容检测方案虽然识别分辨率高、支持多点触摸的识别，但方案成本高、占用芯片IO端口多。随着电子产品日趋多样化，带有多个输出输入终端的电子产品也不少见，这些电子产品同时需要这两种电容检测技术，分别支持使用可多点触摸识别的触摸屏和可低成本实现的触摸键；而现有芯片不能兼容支持这两种电容检测技术，若同时采用两种芯片无疑会提高整个系统的硬件成本。此外，现有大部分电容检测技术，包括互电容检测技术，的抗电磁干扰能力不强，当被应用于手机触摸显示屏时，因LCD显示干扰和手机充电时交流电源干扰的存在，检测到的触摸信噪比将会大幅衰减。

 发明内容    本发明要解决的技术问题在于避免上述现有技术的不足之处而提供一种电容触摸检测电路及方法，根据不同应用场合，均能低成本地实现触摸信号信噪比的提高来加强触摸输入检测的准确度。

为解决上述技术问题，本发明的基本构思为：设计一个能同时支持自电容检测和互电容检测的电路，以根据不同应用场合来灵活选择电容检测方式，该电路可增强电容检测芯片的适用范围；另外为了克服电容检测技术抗电磁干扰弱的缺点，在该电路中采用混频技术来削弱混频频率之外的频率成分对电容检测结果的干扰，同时注意到触摸操作所带来的输入电容改变其实小于屏幕输入固有的电容，且该屏幕输入固有的电容不受触摸影响，故采用固定偏移去除技术来消除所述输入固有的电容，将大大提高触摸信号的信噪比；尤其是该信号提供给模数转换器进行模数转换，其动态范围得到拓宽。此外，为避免电子产品使用环境中固有频率对混频频率造成干扰，采用扩频技术使参与混频的频率动态变化，更有助于提高了触摸电容检测电路的抗干扰能力。

作为实现本发明构思的技术方案是，提供一种电容触摸检测电路，用于触摸显示输入屏的输入信号检测端，以进行触摸输入电容检测；包括有一电容电压转换器；还包括激励信号源，产生并输出一个激励信号往所述电容电压转换器，来激励该电容电压转换器将触摸输入电容的容值调制并转换成电压信号，以送往第一混频器；激励信号源还输出一个同步信号往该第一混频器；尤其是，所述激励信号源还输出第三路输出信号往第二混频器，该第二混频器还接收一个反映触摸输入电容容值的固定量的偏移量信号；所述第一混频器及第二混频器的输出均送往减法器，在减法器作减法运算后输出信号的直流成分则用来表示触摸输入电容的大小；所述电容电压转换器还包括开关切换装置及一控制选择端，所述开关切换装置在所述控制选择端的控制下，切换所述激励信号在所述电容电压转换器中的接入点及切换所述电压信号在该电容电压转换器中的输出点，来改变该电容电压转换器对触摸输入电容所采用的检测模式。

进一步地，上述方案中，还包括模数转换器，把所述直流成分由模拟信号转换成数字信号以供所述触摸显示输入屏的中央处理器处理；还包括积分器，接收来自所述减法器的信号并通过积分运算滤除该信号中的交流成分后送往所述模数转换器的输入端。还可以进一步包括第二数模转换器，接收来自所述触摸显示输入屏的中央处理器的偏移量数据并转换成送往第二混频器的所述偏移量信号。

具体地说，上述方案中，所述激励信号源包括数字式波形产生器，该数字式波形产生器根据来自所述触摸显示输入屏的中央处理器的时钟信号和频率控制字来产生预定的激励波，分两路一路送往第一数模转换器，该第一数模转换器的输出端连接低通滤波器的输入端，低通滤波器的输出端输出送往电容电压转换器的所述激励信号；另一路送往第一相位调节器的输入端，该第一相位调节器的输出端连接第一包络调节器的输入端，第一包络调节器的输出端输出送往第一混频器的所述同步信号；所述数字式波形产生器还产生输出频率二倍于所述预定的激励波的频率的信号，依次经第二相位调节器和第二包络调节器来产生所述第三路输出信号。所述开关切换装置包括四组受控于所述控制选择端的单刀双掷开关S1~S4，其中开关S1的两个输入端分别接所述激励信号和地，输出端连接触摸输入电容的一端，该触摸输入电容的另一端电连接第一运算放大器的负输入端；电阻R1与电容C1并联，分别串接在第一运算放大器的负输入端和输出端之间；该第一运算放大器的正输入端接开关S2的输出端，该开关S2的两个输入端分别接参考电压Vref和所述激励信号；第一运算放大器的输出端经电阻R3电连接第二运算放大器的负输入端，电阻R2串接于该第二运算放大器的负输入端和输出端之间，该第二运算放大器的正输入端接所述参考电压；开关S3的输出端与S4的输出端被分别设置为所述电容电压转换器的差分输出端Vp和Vn，其中开关S2的两个输入端分别接第二运算放大器的输出端和第一运算放大器的输出端，开关S4的两个输入端分别接第一运算放大器的输出端和所述激励信号。

作为实现本发明构思的技术方案还是，提供一种自电容触摸检测方法，用于触摸显示输入屏的输入信号检测，用来检测触摸输入电容，包括步骤：

         设置一电容电压转换器，用一激励信号来激励该电容电压转换器将触摸输入电容的容值转换并调制成电压信号；

          设置第一混频器，利用提供给该第一混频器的同步信号来对所述电压信号进行混频，以滤除混频频率之外的其它频率成分的干扰；

尤其是，还包括步骤：

   设置产生一频率二倍于所述同步信号的频率的第三路信号，根据该第三路信号及一个反映触摸输入电容容值的固定量的偏移量信号来混频产生一个输出信号，与所述第一混频器的输出信号进行相减运算来消除检测中输入电容的固定成分，从而获得触摸操作带来的所述触摸输入电容；设置一开关切换装置及其控制选择端，使在所述控制选择端的控制下，所述开关切换装置切换所述激励信号在所述电容电压转换器中的接入点及切换所述电压信号在该电容电压转换器中的输出点，来改变该电容电压转换器对触摸输入电容所采用的检测模式。

    具体地说，所述电容电压转换器可以采用两个运算放大器，当所述控制选择端控制所述电容电压转换器对触摸输入电容采用自电容检测模式时，所述激励信号通过开关切换装置接入到第一运算放大器的正输入端，所述触摸输入电容一端接该第一运算放大器的负输入端，另一端通过开关切换装置接地；该第一运算放大器的输出端与所述正输入端之间的差分电压提供为所述电压信号；当所述控制选择端控制所述电容电压转换器对触摸输入电容采用互电容检测模式时，所述激励信号通过开关切换装置经所述触摸输入电容接入到第一运算放大器的负输入端，一参考电压信号通过开关切换装置接入该第一运算放大器的正输入端；该第一运算放大器的输出端电连接第二运算放大器的负输入端，所述参考电压信号还接入该第二运算放大器的正输入端，该第二运算放大器的输出端与所述第一运算放大器的输出端之间的差分电压提供为所述电压信号。       

上述方案中，还包括步骤：将所述触摸输入电容由模拟信号的直流成分中提取出来并转换成数据信号送往所述触摸显示输入屏的中央处理器。

上述方案中，用一受控于所述触摸显示输入屏的中央处理器的数字式波形产生器来产生触摸输入电容检测所需要的激励，包括用模数转换器和低通滤波器将该数字式波形产生器的输出转换成所述激励信号，用相位调节器和包络调节器将该数字式波形产生器的输出转换成所述同步信号或第三路信号。

上述方案中，所述数字式波形产生器采用直接数字频率综合的方式来产生并输出周期性的正弦波、三角波或方波。进一步地，所述中央处理器控制所述数字式波形产生器产生并输出频率具有实时变化的波形以实现扩频。

上述方案中，所述偏移量信号由所述触摸显示输入屏的中央处理器控制提供，该中央处理器提供的偏移量数据经一个数模转换器转换成该偏移量信号。

采用本发明，电容触摸检测具有较强的抗干扰能力，所检测的信号信噪比高；且电路易于数字化实现，便于集成应用于集成电路芯片中；电路的结构简单也有助于减小芯片面积。尤其是，仅用一个控制端就可实现自电容和互电容两种检测模式的切换，甚至允许这两种检测模式共存于同一检测系统中，加大了包括该触摸检测电路的芯片的适用范围。

 附图说明    

图1为本发明电容触摸检测电路的结构示意图；

    图2为图1中波形产生器的结构示意图；

    图3为图1中电容电压转换器的一种具体实施电路图；

    图4为图1中混频器以及减法器的一种具体实施电路图；

    图5为图1中模数转换器的一种具体实施电路结构示意图。

 具体实施方式   下面，结合附图所示之最佳实施例进一步阐述本发明。

为了在触摸显示输入屏的输入信号检测中滤除其它频率成分对自电容触摸检测的干扰，现有自电容触摸检测采用了混频技术，对一端接地的电容进行触摸输入电容检测时包括了以下的方法步骤：设置一输入端连接着该电容另一端的电压放大器，用一激励信号来激励该电压放大器将触摸输入电容的容值调制成电压信号；设置第一混频器，利用提供给该第一混频器的同步信号来对所述电压信号进行混频，以滤除混频频率之外的所述其它频率成分的干扰。由于输入屏本体存在一个触摸输入电容容值的固定量，依该方法步骤检测得到的触摸输入电容往往不能真实反映人体触摸操作带来的触摸输入电容，从而信号的信噪比难以得到提高。故本发明方法还包括了以下步骤来提高信噪比：设置产生一频率二倍于所述同步信号的频率的第三路信号，根据该第三路信号及一个反映触摸输入电容容值的固定量的偏移量信号来混频产生一个输出信号，与所述第一混频器的输出信号进行相减运算来消除检测中输入电容的固定成分，从而获得触摸操作带来的所述触摸输入电容。此外，本发明方法改进原步骤，使电容测试不仅可适用于自电容检测，还可适用于互电容检测，具体是：设置一开关切换装置及其控制选择端，以所述电压放大器为基础设置一电容电压转换器，使在所述控制选择端的控制下，所述开关切换装置切换所述激励信号在该电容电压转换器中的接入点及切换所述电压信号在该电容电压转换器中的输出点，来改变该电容电压转换器对触摸输入电容所采用的检测类型；相应地，电容的所述一端不直接进行接地，而是通过所述开关切换装置或者接地，或者接入所述激励信号。    

根据本发明方法，本发明设计了一种用于触摸显示输入屏的输入信号检测端的电容触摸检测电路，包括有一电容电压转换器，该电容电压转换器包括一输入端与触摸输入电容相连接的电压放大器，还包括开关切换装置及一控制选择端用来改变该电容电压转换器对触摸输入电容所采用的检测模式。本发明检测电路还包括激励信号源，产生并输出一个激励信号往所述电容电压转换器，来激励该电容电压转换器将触摸输入电容的容值调制并转换成电压信号，以送往第一混频器；该激励信号源还输出一个同步信号往该第一混频器，及一个频率二倍于所述同步信号的频率的第三路输出信号往第二混频器，该第二混频器还接收一个反映触摸输入电容容值的固定量的偏移量信号；所述第一混频器及第二混频器的输出均送往减法器，在减法器作减法运算后输出信号的直流成分则用来表示触摸输入电容的大小。

图1为上述本发明电路的一种具体结构。主要结构包括：电容电压转换器40，以波形产生器10、数模转换器20、低通滤波器30来共同实现的上述激励信号源，第一混频器82，以第二混频器81和减法器83来共同实现的一个固定偏移去除模块800。各模块构件的功能细述如下：

激励信号源的实现可以用数字电路的形式，也可以是模拟电路的形式。为便于电路的集成化设计，图1是以数字电路形式为例对激励信号源的结构进行细化：数字式波形产生器10用于产生触摸检测电路需要频率的激励波，波形可以是正弦波、三角波、方波等，根据不同应用而定，本实施例中以等幅数字正弦波为例。该波形产生器10的一路输出连接第一数模转换器20来作数字模拟量的转换，进而输出模拟形式的正弦波，因该模拟形式的正弦波曲线有阶梯，需经过低通滤波器30将其变成平滑的正弦波401，该平滑的正弦波401用作为送往电容电压转换器40的所述激励信号，该电容电压转换器40根据激励将触摸输入电容Cx的容值转化为电压信号402后送往第一混频器82，该电压信号402的输出频率与低通滤波器的输出信号的频率相同。为实现波形的平滑，低通滤波器30的转折频率应大于输入正弦波的正弦频率且小于该输入正弦波的阶梯频率。由于低通滤波器30存在相位延迟，以及电容电压转换器40受电容Cx和连线寄生阻抗的影响存在相位延迟，所以第一混频器82的另一输入信号应经过相位延迟后才能同步参与混频，所述同步信号（即波形产生器10的第二路输出信号W2）即充当此角色，该同步信号W2与电容电压转换器40的输出信号同频同相。由于电容屏的连线存在寄生电阻和电容，部分情况下，可以利用电容屏的连线寄生电阻和电容充当低通滤波器而将芯片内部的低通滤波器30省略。

电容电压转换器40可以以差分电压形式进行输出，差分电压的幅度与输入电容Cx的容值成正比。该差分电压的频率与激励信号同频。图1中差分电压402被送至第一混频器82，与波形产生器10输出的同步信号602进行混频，由于两者都是正弦信号，且同频同相，只是幅度不同，故依据三角函数公式（1）可以得出输出混频信号821包含有直流成分和交流成分。

                      （1）

其中，直流成分的大小与输入信号的幅度成正比，为可利用部分；交流成分则为无效信号，最好予以滤除，例如但不限于用一积分器，将积分时间设置为交流信号周期的整数倍来予以积分滤除。为便于触摸显示输入屏的中央处理器的控制、处理，可以进一步将模拟的输出混频信号821转换成数字信号，故本发明电路还包括模数转换器90，把所述直流成分由模拟信号转换成数字信号以供所述中央处理器处理。为消除交流成分的影响，可以在所述模数转换器90前端设置一个所述积分器。

固定偏移去除模块800用来将触摸输入电容的固定成分去除，增加信噪比。该固定偏移去除模块800至少包括第二混频器81和减法器83。第二混频器81接收一个反映触摸输入电容容值的固定量的偏移量信号，该偏移量信号可以是模拟输入或数字输入，为便于中央处理器支持多点输入的测试，本实施例中将其设定为数字输入，故还设置一个第二数模转换器80，接收来自所述中央处理器的偏移量数据Voff并转换成送往第二混频器81的所述偏移量信号。当电压放大器40输出差分电压时，设定Voff的大小等于或接近触摸输入电容Cx的固定成分所对应的差分电压大小，以便后续减法器83能将触摸信号中的固定成分予以去除。所述触摸输入电容容值的固定量是指触摸输入电容的容值有一部分是不受触摸输入影响的，触摸输入电容容值的大小等效于电容的固定量与受触摸影响变化部分容值的相加。触摸时电容容值的变化量往往很小，对于互电容结构的触摸屏往往只有约0.2pF容值变化，对于自电容结构的触摸屏只有不到1pF容值变化。但自电容结构的触摸屏触摸输入电容的固定量则由于受连线寄生电容的影响以及自身触摸节点的面积的影响，其容值很大，往往达到50pF数量级甚至更大；互电容结构的触摸屏触摸输入电容的固定量则约为2pF；这样无论是互电容结构触摸屏还是自电容结构的触摸屏，因触摸而变化的容值占总的触摸电容容值的比重是很小的。故以变化的触摸容值而非总的触摸电容容值来作为触摸输入电容检测结果加以处理，将大大提高输入信号的信噪比。第二混频器81将偏移量信号与波形产生器10的第三路输出信号W3进行混频，该第三路输出信号为具有一定包络形状的数字余弦波，包络形状可以是高斯、汉明、梯形、三角形等任意形状，这里以梯形包络（参见图示波形601）为例。混频输出的波形812仍是与所述第三路输出信号W3同频同相的波形。该混频输出被送至减法器83参与减法运算。减法器83将第一混频器82的输出减去第二混频器81的输出，就可以将触摸输入电容容值的固定成分的大部分或全部减去。该减法器83的输出信号831亦包含有直流成分和交流成分，直流成分的大小与触摸操作带来的触摸输入电容变化的大小成正比，触摸时接触的面积越大，触摸电容变化部分越大，所述直流成分改变越大。交流成分则为无效信号，可以用积分器滤除，其滤除原理可参考公式（2），因此只要积分时间是输入信号周期的整数倍，就只剩有直流成分由积分器输出。

                （2）

为便于中央处理器处理，本发明电路还包括模数转换器90，把来自减法器83的输出信号831的直流成分由模拟信号转换成可提供给该中央处理器的数字信号。而积分器设置在该模数转换器90之前，先对所述输出信号831进行积分运算来滤除交流成分后输往该模数转换器90的输入端。或者该积分器可以被集成在模数转换器90的输入端或减法器83的输出端。或者分别在第一混频器82的输出端和第二混频器81的输出端集成一个积分器，则减法器83直接对直流成分进行减法运算，并将输出直接提供给所述模数转换器90。

图2~5则示意了图1中几个模块最佳实施例的具体实现电路或结构。

其中图2为波形产生器10的结构示意图，包括加法器11、寄存器12及相位/幅度转换器13。该波形产生器采用直接数字频率综合的方式来产生并输出周期性的波形，例如但不限于正弦波、三角波或方波。输入信号包括参考时钟Clk和频率控制字FCW。频率控制字FCW和寄存器12的输出送给加法器11作加法运算，相加后的结果输给寄存器12锁存，参考时钟Clk提供给寄存器12；频率控制字FCW例如但不限于图示的9位，最高能选择的频率是f_s/2，即奈奎斯特频率，加法器11和寄存器12例如但不限于为10位；加法可以是模加法，即相加后的结果取模，模值由加法器11的位数决定，这里为2¹⁰。寄存器12输出的是输出频率W1和f3的相位，取寄存器12输出数据的高位分别送至第一相位/幅度转换器13和第二相位/幅度转换器14作相位到幅度的转换，例如但不限于取高7位，数据截断会产生一定误差，但这在整个系统里是可以忽略不计的。第一相位/幅度转换器13可以通过查表的方法实现并输出5位的数字正弦波W1，数字正弦波W1的频率可以是固定频率也可以是扩频频率，其频率由输入参考时钟和频率控制字共同决定，以正弦波为例，其关系式如公式（3）。

                   （3）

其中，f_s为参考时钟Clk的频率，N为寄存器12的位数，FCW为频率控制字FCW。若将频率控制字FCW设置为来自于中央处理器，则中央处理器可对该频率控制字FCW按一定规则进行实时调节，从而波形产生器输出的频率也相应实时变化而实现扩频。频率控制字FCW的改变可以按任何曲线形状改变，本实施例以线性改变FCW为例来实现扩频为例。当触摸输入显示屏应用于手机或其它电子产品时，采用扩频来使参与混频的频率实现动态变化，可以在输入电容检测中消除该电子产品环境所固有的频率带来的干扰。

数字正弦波W1分两路，一路即为波形产生器的第一路输出，用来产生所述激励信号；另一路送至第一相位调节器16作相位调节，将相位调节成图1中第一混频器82需要的相位后再送至第一包络调节器17做包络调节；其中，相位调节器将输入信号超前或滞后一定时钟数即可实现相位的超前或滞后调节。第一包络调节器17将输入的等幅正弦波调节成具有包络形状的正弦波，其频率和相位不变。包络形状可以是高斯、汉明、梯形、三角形等任意形状，这里以梯形为例，例如但不限于将输入时序序列与设定的梯形包络形状序列相乘得到；其中乘法可以用简单的移位寄存器来实现，因其为现有技术，不在此赘述。该第一包络调节器17输出该波形产生器10的第二路输出信号，即所述同步信号W2。

第二相位/幅度转换器14将输入相位转化为振幅相等的4位数字余弦信号f3，该数字余弦信号f3的频率恰好为数字正弦波W1的频率的两倍，这可以通过将第二相位/幅度转换器14的输入相位乘2后再查表实现。幅度平移15用于将数字余弦波f3沿Y轴幅度方向向上平移，使之没有负幅度，相位和频率不发生变化。经幅度平移后的信号先后经过第二相位调节器18和第二包络调节器19，最终产生波形产生器10的第三路输出信号W3。该第二相位调节器18将输入信号的相位调节成图1中第二混频器81所需要的相位给第二包络调节器19作包络调节，包络形状亦可以选择，这里选择梯形包络。第二相位调节器18和第二包络调节器19的实现方式同前，不再赘述。

图3为电容电压转换器40的一种具体实施电路图，端口Vi代表接入所述激励信号，与图1中低通滤波器30的输出端相连。所述开关切换装置以四组单刀双掷开关S1~S4来实现为例，该四组单刀双掷开关S1~S4同时受控于来自控制选择端SE的信号。如图所示，开关S1的两个输入端分别接端口Vi和地，输出端连接电容Cx的所述一端。该电容Cx为触摸屏43的一个触摸节点电容，包含节点电容和连线寄生电容；电容Cx另一端通过线网n2接第一运算放大器41的负输入端，电阻R1与电容C1并联，分别串接在第一运算放大器41的负输入端和输出端之间，从而第一运算运算放大器41、电容C1、Cx和电阻R1组成的电压放大器可以将触摸节点电容Cx的容值转换为电压信号。该第一运算放大器41的正输入端接开关S2的输出端；该开关S2的两个输入端分别接参考电压Vref和端口Vi。第一运算放大器41的输出端通过线网n1经电阻R3接第二运算放大器42的负输入端，电阻R2串接于该第二运算放大器42的负输入端和输出端线网n3之间，该第二运算放大器42的正输入端接所述参考电压Vref。设置电阻R2与R3的阻值相等，电阻R2、R3与第二运算放大器42组成单位反向放大电路，以将第一运算放大器41的输出电压进行单位反向放大。开关S3的输出端与S4的输出端被设置为差分输出电压Vo的两个端口Vp和Vn，其中开关S2的两个输入端分别接第二运算放大器42的输出端和第一运算放大器42的输出端，开关S4的两个输入端分别接第一运算放大器42的输出端和端口Vi。该图3电容电压转换器40的工作原理为：当控制选择端SE为“0”时，单刀双掷开关S1~S4连接“0” 闭合输入端，从而端口Vi经开关S2连接第一运算放大器41的正输入端，电容Cx的一端经开关S1接地，第一运算放大器41的输出端通过线网n1经开关S3接端口Vp，端口Vi经开关S4接端口Vn，此时电容电压转换器40工作在自电容检测模式；当控制选择端SE为“1”时，单刀双掷开关S1~S4连接“1” 闭合输入端，从而端口Vi经开关S1连接电容Cx，参考电压Vref经开关S2连接第一运算放大器41的正输入端，第二运算放大器42的输出端线网n3经开关S3接端口Vp，第一运算放大器41的输出端线网n1经开关S4连接端口Vn，此时电容电压转换器40工作在互电容检测模式。

无论图3的电容电压转换器40工作在自电容模式还是互电容模式，其电路连接成的网络均为高通滤波器，端口Vp与Vn之间的差分输出电压Vo相对于输入电压Vi的传递函数为公式（4）：

       

                      (4)

当选择使输入Vi的激励频率大大于公式（4）的转折频率，例如4倍或以上，则差分输出Vo与输入Vi的函数关系可简化为公式（5）

                                (5)

可见此时Vo与电容Cx的容值成正比，而与输入激励的频率无关。

如图3中四组单刀双掷开关S1~S4仅是所述开关切换装置的最佳实施例，实际上单刀双掷开关可以用各种形式的二选一选择装置来具体实现。此外，各开关或选择装置之间的连线关系也可以略加变换而有所不同，但不管如何，其实现的原理和目的与本实施例是一致的，因这些变换为已知技术，故不在此穷举。

图4为混频器及减法器的一种具体实施电路图。该图中端口Vp和Vn为第一混频器82的输入端口，接图3中的差分输出Vp和Vn；该第一混频器82具有输出端口Ip和In，还包括5组二选一开关，端口D4~D0输入信号及其反相输出信号用作为该5组二选一开关的控制信号。所述端口D4~D0接图1中波形产生器10输出的同步信号W2，DB4~DB0为D4~D0的反相输出。DB3~DB0与D3~D0控制的开关均为‘1’时开关选择连接左边触点，‘0’时选择连接右边触点，DB4与D4控制的开关为‘1’时开关选择连接右边触点，‘0’时选择连接左边触点。D4~D0组成的数据用补码表示，最高位为D4，为符号位。依次串接在端口Vp之后的电阻R10~R13和依次串接在端口Vn之后的电阻R14~R17具有相等的阻值；电阻R20~R31的阻值相等且为电阻R10~R17的阻值的两倍，将其分成6组，每组两个地串接在R10~R13和电阻R14~R17之间，其中5组电阻间分别串接一所述二选一开关，来选择控制端口Vp和Vn输入信号的切入。这样，这些电阻组成两个R-2R网络，保持输出端口Ip和In的电压不变，由端口Vp和Vn组成的差分电压即可和输入端口D4~D0的信号进行相乘混频，混频后的结果以差分电流的形式输出。

第二混频器81包括4组二选一开关，端口DA3~DA0接入的信号为其控制信号。端口DA3~DA0接图1中波形产生器10的第三路输出信号W3，为四位无符号数，DA3为高位。由DA3~DA0控制的开关均为‘1’时选择连接右边触点，‘0’时连接左边触点。第二数模转换器80由可变电流源I4~I0组成；端口ICTL[3:0]对应图1中的Voff，以4位数无符号数表示；可变电流源可用简单的镜像电流源来实现，调节镜像电流源的比例即可改变输出电流的大小，使可变电流源I4~I0的输出电流保持15:8:4:2:1的比例关系，这样可变电流源I4~I0的输出和由DA3~DA0控制的开关组合可以用来实现混频，混频后的输出亦为差分电流形式。

因为第一混频器82与第二混频器81的输出均为差分电流的形式，将第二混频器81的输出端口互换位置与第一混频器82的输出并联即可实现电流的减法运算，减法器83的电路得以被大大简化。该减法器83的输出电流可送往后续电路来提取其直流成分。

图5为所述后续电路或图1中的模数转换器90的实施框图。该图中以单端信号的方式来示意信号走向，实际上本发明上述实施例中信号是以差分信号的形式工作的，应注意的是，该示意不影响电路工作原理；实际上无论是单端信号模数转换还是差分信号模数转换均应属于本发明的涵盖范围。上述最佳实施例中需要在模数转换的输入环节前包含有积分器，因积分器还可能置于模数转换器90之外，故图5模数转换器90结构中不对积分器进行示意。模数转换器90可以用∑-△模数转换、双斜率积分或其它形式，图5实施例选用的是∑-△模数转换的形式，具体地说：输入Iin与数模转换器94的输出送至求和电路91进行求和，求和的方式例如但不限为将输入Iin减去数模转换器94的输出。求和电路91的输出送至积分器92进行积分，积分之后的结果由量化器93进行量化。量化器93的输出分两路，一路给数字滤波器95进行滤波，另一路给数模转换器94，这样即构成完整的∑-△模数转换器。数字滤波器95可以用简单的累加器来实现，其输出Dout即为电容检测电路的最终输出，输出值的变化率与输入电容的变化率成正比。

综上所述，本发明的结构特征及最佳实施例皆已详细揭示，可充分显示出本发明在目的及功效上均具有实施的进步性。本发明自电容触摸检测电路经过仿真，可成功以集成电路方式集成应用于集成电路芯片中。

以上说明仅为本发明的优选实施例而已，不能用来表达限定本发明所实施的范围，例如，电容电压转换器40并不限定为只能以差分电压形式进行输出，单端输出也是可行的。考虑到集成电路设计的方便性，本最佳实施例才以差分电压输出形式为例进行阐述。因此，凡根据本发明权利要求所作的等效变化与修饰，皆应属于本发明专利涵盖的范围内。

Claims (14)

1.一种电容触摸检测电路，用于触摸显示输入屏的输入信号检测端，以进行触摸输入电容检测；包括有一电容电压转换器；还包括激励信号源，产生并输出一个激励信号往所述电容电压转换器，来激励该电容电压转换器将触摸输入电容的容值调制并转换成电压信号，以送往第一混频器；激励信号源还输出一个同步信号往该第一混频器；其特征在于：

所述激励信号源还输出第三路输出信号往第二混频器，该第二混频器还接收一个反映触摸输入电容容值的固定量的偏移量信号；所述第一混频器及第二混频器的输出均送往减法器，在减法器作减法运算后输出信号的直流成分则用来表示触摸输入电容的大小；

所述电容电压转换器还包括开关切换装置及一控制选择端，所述开关切换装置在所述控制选择端的控制下，切换所述激励信号在所述电容电压转换器中的接入点及切换所述电压信号在该电容电压转换器中的输出点，来改变该电容电压转换器对触摸输入电容所采用的检测模式。

2.根据权利要求1所述的电容触摸检测电路，其特征在于：

       还包括模数转换器，把所述直流成分由模拟信号转换成数字信号以供所述触摸显示输入屏的中央处理器处理；还包括积分器，接收来自所述减法器的信号并通过积分运算滤除该信号中的交流成分后送往所述模数转换器的输入端。

3.根据权利要求1所述的电容触摸检测电路，其特征在于：

       所述激励信号源包括数字式波形产生器，该数字式波形产生器根据来自所述触摸显示输入屏的中央处理器的时钟信号和频率控制字来产生预定的激励波，分两路一路送往第一数模转换器，该第一数模转换器的输出端连接低通滤波器的输入端，低通滤波器的输出端输出送往电容电压转换器的所述激励信号；另一路送往第一相位调节器的输入端，该第一相位调节器的输出端连接第一包络调节器的输入端，第一包络调节器的输出端输出送往第一混频器的所述同步信号；

        所述数字式波形产生器还产生输出频率二倍于所述预定的激励波的频率的信号，依次经第二相位调节器和第二包络调节器来产生所述第三路输出信号。

4.根据权利要求1所述的电容触摸检测电路，其特征在于

       还包括第二数模转换器，接收来自所述触摸显示输入屏的中央处理器的偏移量数据并转换成送往第二混频器的所述偏移量信号。

5.根据权利要求1所述的电容触摸检测电路，其特征在于：

       所述开关切换装置包括四组受控于所述控制选择端的单刀双掷开关S1~S4，其中开关S1的两个输入端分别接所述激励信号和地，输出端连接触摸输入电容的一端，该触摸输入电容的另一端电连接第一运算放大器的负输入端；电阻R1与电容C1并联，分别串接在第一运算放大器的负输入端和输出端之间；该第一运算放大器的正输入端接开关S2的输出端，该开关S2的两个输入端分别接参考电压Vref和所述激励信号；第一运算放大器的输出端经电阻R3电连接第二运算放大器的负输入端，电阻R2串接于该第二运算放大器的负输入端和输出端之间，该第二运算放大器的正输入端接所述参考电压；开关S3的输出端与S4的输出端被分别设置为所述电容电压转换器的差分输出端Vp和Vn，其中开关S2的两个输入端分别接第二运算放大器的输出端和第一运算放大器的输出端，开关S4的两个输入端分别接第一运算放大器的输出端和所述激励信号。

6.根据权利要求1～5任一项所述的电容触摸检测电路，其特征在于：

       该电容触摸检测电路以集成电路方式集成于集成电路芯片中。

7.一种电容触摸检测方法，用于触摸显示输入屏的输入信号检测，用来检测触摸输入电容，包括步骤：

       设置一电容电压转换器，用一激励信号来激励该电容电压转换器将触摸输入电容的容值转换并调制成电压信号；

       设置第一混频器，利用提供给该第一混频器的同步信号来对所述电压信号进行混频，以滤除混频频率之外的其它频率成分的干扰；

   其特征在于，还包括步骤：

设置产生一频率二倍于所述同步信号的频率的第三路信号，根据该第三路信号及一个反映触摸输入电容容值的固定量的偏移量信号来混频产生一个输出信号，与所述第一混频器的输出信号进行相减运算来消除检测中输入电容的固定成分，从而获得触摸操作带来的所述触摸输入电容；

       设置一开关切换装置及其控制选择端，使在所述控制选择端的控制下，所述开关切换装置切换所述激励信号在所述电容电压转换器中的接入点及切换所述电压信号在该电容电压转换器中的输出点，来改变该电容电压转换器对触摸输入电容所采用的检测模式。

8.根据权利要求7所述的电容触摸检测方法，其特征在于：

       所述电容电压转换器采用两个运算放大器，当所述控制选择端控制所述电容电压转换器对触摸输入电容采用自电容检测模式时，所述激励信号通过开关切换装置接入到第一运算放大器的正输入端，所述触摸输入电容一端接该第一运算放大器的负输入端，另一端通过开关切换装置接地；该第一运算放大器的输出端与所述正输入端之间的差分电压提供为所述电压信号；

       当所述控制选择端控制所述电容电压转换器对触摸输入电容采用互电容检测模式时，所述激励信号通过开关切换装置经所述触摸输入电容接入到第一运算放大器的负输入端，一参考电压信号通过开关切换装置接入该第一运算放大器的正输入端；该第一运算放大器的输出端电连接第二运算放大器的负输入端，所述参考电压信号还接入该第二运算放大器的正输入端，该第二运算放大器的输出端与所述第一运算放大器的输出端之间的差分电压提供为所述电压信号。

9.根据权利要求7所述的电容触摸检测方法，其特征在于，还包括步骤：

       将所述触摸输入电容由模拟信号的直流成分中提取出来并转换成数据信号送往所述触摸显示输入屏的中央处理器。

10.根据权利要求7所述的电容触摸检测方法，其特征在于：

       用一受控于所述触摸显示输入屏的中央处理器的数字式波形产生器来产生触摸输入电容检测所需要的激励，包括用模数转换器和低通滤波器将该数字式波形产生器的输出转换成所述激励信号，用相位调节器和包络调节器将该数字式波形产生器的输出转换成所述同步信号或第三路信号。

11.   根据权利要求10所述的电容触摸检测方法，其特征在于：

       所述数字式波形产生器采用直接数字频率综合的方式来产生并输出周期性的正弦波、三角波或方波。

12.根据权利要求10或11所述的电容触摸检测方法，其特征在于：

       所述中央处理器控制所述数字式波形产生器产生并输出频率具有实时变化的波形以实现扩频。

13.根据权利要求7所述的电容触摸检测方法，其特征在于：

       所述中央处理器是通过频率控制字来控制数字式波形产生器输出波形产生频率变化。

14.根据权利要求7所述的电容触摸检测方法，其特征在于：

        所述偏移量信号由所述触摸显示输入屏的中央处理器控制提供，该中央处理器提供的偏移量数据经一个数模转换器转换成该偏移量信号。

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