CN103278203B - 一种高频科氏质量流量计数字信号处理系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种高频科氏质量流量计数字信号处理系统，包括DSP芯片、第一信号调理模块、第二信号调理模块、恒流源、Pt100铂电阻、第一ADC、第二ADC、第三ADC、模拟驱动模块、外扩FLASH模块、PWM输出模块、电流输出模块、外扩UART模块、HART调制模块、人机接口模块和掉电保护模块及软件。针对高频科氏质量流量传感器的信号处理，采用具有强大运算能力和高处理速度的TMS320C6726芯片作为核心处理器，发明一种高频科氏质量流量计信号处理系统，实现基于过零检测与DTFT算法两套算法，解决了针对高频传感器信号提高采样频率后算法无法保证实时性的问题。

Description

一种高频科氏质量流量计数字信号处理系统

技术领域

本发明涉及流量检测领域，为一种科氏质量流量计数字信号处理系统，特别是针对高频传感器信号的处理，采用具有强大运算能力和高处理速度的TMS320C6726芯片作为核心处理器的数字信号处理系统。

背景技术

科里奥利质量流量计（以下简称科氏质量流量计）是目前研究最多、最有前途的直接式质量流量测量仪器。科氏质量流量计由一次仪表和二次仪表组成，一次仪表包括检测管(或称流量管)、磁电式速度传感器(或者光电式位移传感器)、激振器和温度传感器；二次仪表又称为变送器，主要包括驱动电路、信号调理电路和信号处理单元，主要负责对一次仪表的驱动，流量、密度等参数的计算，以及人机交互。根据检测管的形状，科氏流量计大体上可分为弯管型（包括U形管、S形管、Ω形管、△形管、B形管等）、微弯型和直管型三大类。目前发展较为成熟的弯管型科氏流量计固有频率较低，一般为70～150Hz，检测管振动时产生的相位差较大，信号处理相对容易，测量精度高（U型科氏质量流量计测量精度可达到0.1%以上）；但这种形状的流量计整机重量和尺寸大，在有些场合无法安装，使用受到限制。相比之下，微弯型和直管型科氏质量流量计具有无附加压力损失、抗干扰、防腐、易清洗、耐磨等优点，且整机结构紧凑，体积小，重量轻，便于安装使用；因而具有广阔的应用前景。但是，这两类流量计传感器固有频率较高（微弯型在300Hz以上，直管型在700～1000Hz），在相同流量作用下，产生的相位差小，信号不易检测（目前直管型科氏质量流量计的测量精度最好为0.25%）。因而对精确实现信号处理提出了更高的要求。

首先，传感器固有频率增大，相应地需提高ADC采样频率才能保证采样精度。这造成相同点数下的信号处理周期变短，对处理方法的实时性要求更高。国内学者在研究科氏质量流量计数字处理方法时，多数是针对低频信号。针对中高频信号的处理，以过零检测算法为例(侯其立，徐科军，李叶，朱永强，李苗，方敏，熊文军，刘翠.用于微弯型科氏质量流量计的数字变送器研制[J].电子测量与仪器学报，2011,25(6):540-545)，其变送器采用的处理器为TMS320F28335DSP芯片，指令执行速度150MIPS(百万条指令/每秒)，当传感器信号频率为354Hz，采样频率为3.75kHz时，500点数据的采样时间为133ms，处理时间约为40ms，此时，能够满足算法的实时性要求。若信号频率增加，为了保证采样精度，采样频率必须增加，采样时间间隔就会缩小，最终就可能来不及实时处理数据，影响测量精度。

另外，微弯型和直管型科氏质量流量计中传感器所产生的相位差更小，因此需要具有更高处理精度的变送器来进行处理，而保证处理精度的方法是以增加算法实现的复杂性为代价的。目前成功应用于U形管科氏质量流量计的过零检测算法和计及负频率的DTFT算法(侯其立，徐科军等，基于TMS320F28335的高精度科氏质量流量变送器研制，仪器仪表学报，2010，31(12)：2788-2795)具有很高的计算精度；但是，其算法复杂，特别是DTFT算法运算量很大，对于高频科氏质量流量计，基于TMS320F28335芯片的硬件平台因代码执行速度有限已无法实时实现数据处理，所以，必须选用更快速的处理器，并且进一步优化软件设计，才能最终解决处理速度的问题。

为此，本发明提出采用具有更强运算能力、更高处理速度的DSP芯片，即TMS320C6726芯片为核心处理器，研制科氏质量流量计变送器系统。但是，由于TMS320C6726芯片内部缺少SCI、PWM、FLASH等模块，且其可供使用的GPIO口较少，在一定程度上也为实现庞大的科氏质量流量变送器的功能提出了挑战。

发明内容

本发明为解决上述问题，采用以下技术方案：

针对高频传感器信号的处理，采用具有更强大运算能力和高处理速度的数字信号处理器(DSP)TMS320C6726芯片来取代TMS320F28335芯片，搭建科氏质量流量计硬件平台。针对C6000系列DSP芯片片内外围设备(以下将外围设备简称为外设)不足的问题，合理分配有限的DSP硬件资源，包括外部中断、GPIO口和外设接口。采用SPI总线的连接方式减少DSP与外设的接线。

通过采用“DC/DC+双路LDO”的方案减小DSP供电系统的功耗，并采用高频退耦策略减小高速数字信号对电源电路和模拟电路的影响。

外部扩展了系统测量必须的FLASH模块，并分析C6000独特的引导过程；外扩了异步通讯接口模块（UART），为RS232、RS485和HART通讯提供接口。

根据常用的调理电路与采集电路的电路框架，比较不同的前置放大电路、抗混叠滤波电路和ADC采集电路的优缺点，提出“前置放大器+抗混叠滤波器+ADC”电路方案。

设计高精度脉冲输出电路和高精度4～20mA电流环电路，并基于电流环电路设计了HART通讯接口电路。

系统软件部分采用模块化设计，主要负责完成包括信号采集与处理、人机接口（键盘操作及液晶显示）、脉冲输出以及上位机通信等功能。并结合系统软件功能合理地规划TMS320C6726芯片的内部资源，以便于程序编写及模块配置。

在研制的以TMS320C6726芯片为核心的硬件平台上，实时实现过零检测与DTFT算法两套算法，解决了针对高频信号提高采样频率后无法保证实时性的问题。

本发明的优点是：

根据高频微弯型和直管型科氏质量流量传感器信号的特点，搭建基于TMS320C6726芯片的处理系统，解决了原有C2000系列DSP芯片执行算法速度不够快的问题，从而保证了执行速度和测量精度。

附图说明

图1为本发明系统的硬件总体框图。

图2为本发明系统的SPI总线结构图。

图3为本发明系统的DSP供电电路结构图。

图4为本发明系统的双LDO电路原理图。

图5为本发明系统的外扩FLASH电路。

图6为本发明系统的外扩UART电路。

图7为本发明系统的信号调理与采集电路框图。

图8为本发明系统的ADC采集电路。

图9为本发明系统的外部PWM脉冲输出电路。

图10为本发明系统的电流环与HART通讯电路。

图11为本发明系统的系统软件结构框图。

图12为本发明系统的TMS320C6726资源配置图。

图13为本发明系统的系统软件流程图。

图14为本发明系统的算法流程图。

图15为本发明系统的TMS320C6726DSP的FLASH启动过程。

图16为本发明系统的FLASH烧写流程图。

具体实施方式

本发明的硬件总体框图如图1所示，包括DSP芯片、第一信号调理模块、第二信号调理模块、恒流源、Pt100铂电阻、第一ADC模块、第二ADC模块、第三ADC模块、模拟驱动模块、外扩FLASH模块、PWM输出模块、电流输出模块、外扩UART模块、HART调制模块、人机接口模块和掉电保护模块。其中，第一信号调理模块、第二信号调理模块、第一ADC模块和第二ADC模块组成信号调理与ADC模块，与科氏质量流量计中的传感器1和传感器2相连，接收、调理和转换这两个速度传感器的输出信号；恒流源、Pt100铂电阻和第三ADC模块组成采集温度信号的模块。

为了满足科氏质量流量计信号处理的需要，DSP芯片的选择最为重要。这需要考虑处理速度、片内资源、封装类型、供电方式和功耗等因素。TI公司DSP目前有3个系列：C2000系列、C5000系列和C6000系列，各有优点，适用于不同的应用场合。C2000系列DSP适用于工业控制应用的场合，成本低，片内外设十分丰富，典型芯片有TMS320F2812和TMS320F28335；C5000系列DSP适合于各种手持设备的应用场合，体积小，功耗低，适合电池供电,典型芯片有TMS320VC5416和TMS320VC5510；C6000系列DSP适用于多媒体、无线基站等高性能应用场合，性能好，开发简单，典型芯片有TMS320C6713和TMS320C6727。综合考虑，分别在C2000和C6000系列中选择两款典型芯片TMS320F28335和TMS320C6726，并比较硬件性能指标如表1所示。

表1两种典型DSP芯片性能比较

由于TMS320C6726芯片片内外围设备资源有限，且串行外设接口如SPI和I2C多数都是引脚相互复用的，因此，需要外接外设模块，并使用GPIO模拟串行通信协议来控制外设芯片。根据实际用到的硬件和软件的模块，对DSP硬件资源分配如表2所示。

表2DSP资源分配

为了减小GPIO的使用，相同接口形式的外设，例如，FRAM存储器芯片、UART芯片、液晶控制器、DDS芯片和电流输出芯片，采用总线的形式连接。SPI总线结构图如图2所示。需要说明的是，图1表示了发明系统的各个模块，而图2中为具体模块中的芯片，包含于图1中的各个模块。其中，掉电保护模块包含掉电监测和FRAM存储两个部分，而SPI总线只需访问FRAM存储器；人机接口模块包含液晶和按键等，但是，SPI总线只控制液晶控制器。SPIDI、SPICLK和SPIDO的时序分别由引脚AHCLKX0、AMUTE0、AHCLKX0的GPIO功能模拟。外设芯片的片选信号分别与DSP的一个GPIO功能引脚相连，通过各自的片选信号来控制每个外设。

图3是DSP供电电路结构图，图4是部分原理图。为了兼顾电源质量和效率，本发明中供电电路分为两路：大电流一路采用DC/DC+LDO的方案，小电流直接经过LDO转换得到。其中，使用降压型DC/DC TPS54160作为前端预降压电路，将5V降至2.7V，其转换效率在输出电流0.5A左右时可达85%。使用TPS70445作为双路独立LDO转换芯片，3.3V输出电流可达1A，1.2V输出电流可达2A；同时还兼有上电复位和手动复位功能。实际测试表明，正常工作时，5V电压的输入电流约为0.43A，1.2V电压的输出电流约为0.56A，3.3V电压的输出电流约为0.06A，电源纹波小于±20mV，计算电源效率约为40%。而若采用双路LDO供电，电源效率最高为28%。

TI C6000DSP虽然速度很快，但是，片内资源很少，不含FLASH存储器，无UART接口、PWM模块，而这些一般都是工业仪表必须拥有的功能模块，因此需要设计外设扩展电路来丰富系统的功能。

DSP程序代码运行可以在SRAM中，也可以烧至FLASH中，两者的主要区别是：(1)运行的速度，代码在SRAM运行比FLASH更快；(2)掉电易失性，FLASH掉电后不消失，上电后可以直接运行，相比SRAM来说减少了每次上电程序装载的步骤，但是，需要BOOT程序进行引导设置。TMS320C6726外部FLASH引导过程需要二次引导。DSP系统上电复位或手动复位以后，CPU休眠，运行Boot ROM中从地址OX0开始的引导程序，通过判断由硬件设置的FLASH引导模式，将CE对应的外部FLASH中前1kB的代码通过DMA直接复制到地址SRAM中运行，此为一次引导，而实际的代码空间远大于1kB，需要在前1kB代码结束之前内加入代码数据转移，此为二次引导。由于一般FLASH可能是8bit(位)或者16bit(位)，所以，在烧写1kB的二次引导程序之前，还需在第一个字节处写入数据宽度信息。

图5是DSP与外扩FLASH模块电路连接框图。FLASH芯片为异步存储器，因此将其片选信号CE与DSP芯片EMIF模块异步存储器的使能引脚EM_CS[2]相连。FLASH数据线的位数决定了DSP芯片引脚EM_BA[0]和EM_BA[1]连接方式。本发明中FLASH数据线为16位，根据DSP芯片手册，将DSP的引脚EM_BA[1]连至FLASH的地址线A[0]，EM_BA[0]悬空。FLASH大小为128K*16bit，访问时需要16根数据总线和17根地址总线，为此，FLASH数据总线DQ[15:0]分别与DSP芯片外扩存储器数据线引脚EMD[15:0]相连。由于DSP外扩地址总线数量有限，只有EM_A[12:0]共13根地址线，加上前面的EM_BA[1]，最多能够访问的外部存储器容量为16K*16bit。因此，需要使用额外的4个GPIO作为高位地址总线，在配置GPIO口之前，FLSAH的初始地址应为0h，所以GPIO需要接电阻下拉。

使用SST公司芯片SST39LF200A128K×16bitFLASH芯片。它具有如下优点：典型的NOR类型闪存，拥有快速的写入和擦除速度，全内存写入时间为2s,全内存擦除时间为70ms；可在较低电压3.3～3.6V下进行读写操作，因此可以共用DSP等MCU的供电电源3.3V；理论上支持10万次的反复读写，数据至少可以保存100年不消失；具有较低的静态电流和功耗，读写时消耗电流9mA，等待模式消耗电流为3μA。

图6是外扩UART模块电路图。变送器常常需要与远程设备进行异步通讯，因此需要UART接口，一般内置的UART接口芯片采用并口协议连接，而外置的常常使用引脚较少的串口协议，如SPI、I2C等。本发明采用NXP公司SC16IS762双通道UART扩展芯片。该芯片支持两种串行协议方式，可由I2C/SPI引脚硬件配置。该芯片输出可以配置为RS232、RS485；并且还有8个GPIO口可以用于外设扩展。最大串行传输速度可达5Mbit/s；静态功耗低。该芯片的接口方式为SPI形式，芯片的SDI、SDO、SCLK引脚分别连接至DSP系统中SPI总线SPIDI、SPICLK、SPIDO上，片选信号连接至DSP上使能为GPIO功能的ACLKR1引脚上。电路中使用外部有源晶体振荡器，根据芯片手册串行通讯波特率与输入时钟频率的关系公式：其中prescaler=1或4；divisor=1～2¹⁶-1。例如，当prescaler=1，外部时钟频率为1.8432MHz时，需要得到115200bit/s的波特率，divisor可设置为1。在图6中，P4接口输出连接电平转换电路可以实现RS232通讯或RS485通讯。RS232电平转换芯片使用TI公司TRSF3220E。它具有ESD保护和自动待机模式功能，通过内部双通道充电泵电路能将DSP的单极性低压电平与RS232规定的双极性高电压电平进行相互转化，从而满足通讯协议物理层的定义。RS485电平转换电路使用SIPEX公司SP384芯片。它能提供10M波特率高速通讯，由于RS485是差分半双工通讯，所以，芯片内部驱动器将DSP的单端电平转化为485差分电平，而接收器将485差分电平转化为DSP单端电平，从而实现半双工通讯的电平调制。

根据高频科氏质量流量传感器信号的特点，设计信号调理与采样电路，选择合适的元器件。传感器信号频率为一次仪表的固有频率，幅值与驱动信号的幅值有关，而两路信号的相位差由流过测量管道流体流量决定。科氏质量流量计传感器信号可以等效为一个包含电源内阻的交流电压源信号，电源内阻由拾振线圈的绕线电阻决定，一般几百欧姆，国内外常用科氏质量流量传感器信号幅值为几百毫伏峰峰值，最大流量下由于水流的冲击可能会夹杂二倍频噪声，但噪声幅度很小，基本可以忽略；高频科氏质量流量传感器信号频率为300～1000Hz之间，一般信号以差分的形式输出。

科氏质量流量计常用于石油、天然气等易燃易爆的场合，差分输出传感器信号必须经过安全栅中限幅和限流保护电路之后才能进入调理电路。一般厂家为了减少安全栅的通道数量以及限制差分信号的共模电压，通常会将传感器信号一端接地，另一端经过安全栅电路。这样差分信号就变成了双端不对地输入的单端信号。对于这种输入方式，可以在一次仪表端将传感器信号的负端接地，也可以将传感器信号的负端接到变送器调理电路中的地，这样能消除两个地电位共模电压的影响。

图7为信号调理与采集模块的电路框图，采用“仪用放大器+RC抗混叠滤波+Σ-ΔADC”的结构，与科氏质量流量计中的传感器1和传感器2相连，接收、调理和转换这两个速度传感器的输出信号。仪用放大器采用TI公司的INA128芯片，其具有极高的输入阻抗和共模抑制比（CMRR），放大倍数和偏置调整比较简单，且失调电压、失调电流及其温度漂移均较小，非常适用于高精度应用场合。仪用放大倍数最好不要超过几百，本发明中针对不同的传感器有所不同，但一般不会超过50倍。为了防止输入端由于偏置电流的影响而饱和，仪用放大器输入端一般外接电阻上拉或下拉。

高频科氏质量流量计使用Σ-Δ型的ADC以保证高精度测量，如图8所示，图中，U1是Σ-Δ型ADC，TI公司芯片ADS1255、U4是外部有源控制时钟用于控制ADC的采样率、U3是用于时钟整形施密特触发器SN74LVC1G14。信号输入采用伪差分的形式；Σ-Δ型ADC差分输入端AIN0和AIN1，AIN0端输入单极性交流信号，AIN1端输入基准电压，且两路都经过RC抗混叠滤波器；外部有源控制时钟采用有源晶振，晶振频率为7.68MHz，从而控制ADC过采样率为1.92MHz。为了使时钟信号边沿更陡峭，中间经过施密特触发器对有源晶振信号进行整形。Σ-Δ型ADC与DSP的数据通讯采用3线制SPI通讯方式，芯片引脚SCLK、DIN、DOUT分别与DSP的SPI模块中的SPI_CLK、SPI_SIMO、SPI_SOMI相连，片选信号直接拉低有效。两路Σ-Δ型ADC(第一ADC和第二ADC)分别与DSP的SPI0模块和SPI1模块相连；Σ-Δ型ADC的同步启动由DSP使能为GPIO功能的AXR0[6]引脚来完成触发；两路ADC转换完成产生两个中断信号DRDY1和DRDY2，其中DRDY1信号连接至DSP外部中断引脚/SPI0_SCS，用于触发DSP外部中断，DRDY2信号连接至使能为GPIO功能的AXR0[10]引脚上，用于软件查询。

Σ-Δ型ADC前端抗混叠滤波器可以由简单的RC滤波器组成，这是由于ADC的过采样特性，将频谱范围内噪声推向高频段，信号包含的噪声通过软件滤波非常容易滤除，本发明中ADC过采样率约为1.92MHz，因此前端RC抗混叠滤波器截止频率设为0.9MHz左右即可。传统的有源抗混叠滤波器，截止频率可以设定更低，能够进一步滤除噪声，改善进入ADC信号的波形，且截止频率更加稳定，但是，针对高精度相位差的测量场合来说，有源滤波电路中的运放本身失调电压和失调电流的漂移会导致零点不稳定，从而影响测量的精度，因此不采用有源滤波器而选用结构更加简单的RC无源滤波器。

工业现场仪表都需要将测量结果转化为电信号传输到远程的控制站中，同时控制站也需要将控制信息传达到现场仪表，这就需要有相关的转换电路和通讯电路的支持，常用的工业远程传输的电信号有4～20mA电流信号和电压脉冲信号，常用的通讯电路包含RS232、RS485和HART通讯。

脉冲输出电路在科氏质量流量计中必不可少，在仪表现场标定和数据远程传输的过程中都非常重要，用户经常利用脉冲的数目和脉冲当量来表示某些重要参数，如累积流量、仪表系数等。一般MCU都内置了PWM模块，配合内部定时器很容易控制和输出高精度的PWM波形，实际中为了抗干扰和电平匹配，后级采用光耦隔离电路。但是，C6000DSP内部一般没有PWM模块，设计者需要自行设计。有两种方案可以考虑，第一种可以通过定时器和中断来实现，即根据输出PWM的频率设置定时器定时时间，定时器触发中断使输出GPIO口电平翻转，这种方案当输出频率很高时，中断次数太多，算法效率很低，不能采取。另一种方案就是采用外部PWM波形发生器来产生PWM波，通过串行外设接口来控制输出的频率，如图9所示。

在图9中，DDS波形发生器AD9833，光耦驱动级MMBT3904LT1，高速隔离光耦6N136，输出级IRFR320。AD9833接口形式为SPI通讯方式，芯片引脚SCLK和SDATA连接至DSP系统SPI总线SPICLK和SPIDI，帧同步信号FSYNC（即片选信号）连接至DSP上使能为GPIO功能的AHCLKR0引脚上。

DSP根据需要输出信号的频率向AD9833内部频率寄存器中写入频率值；AD9833输出对应频率的方波信号，方波占空比为50%，低电平为0V，高电平为3.3V；为了增加光耦的驱动能力，在方波信号进入光耦之前，加入三极管MMBT3904LT1扩流电路作为驱动级，三极管MMBT3904LT1工作在放大状态下，实现电流放大；高速光耦6N136将原边的脉冲信号变成光信号，并传至副边；输出级使用开关元件N沟道增强型功率MOS管IRFR320，减小电源功耗并增加后级的驱动能力。

此电路能实现高精度测量的关键是DDS的输出频率具有极高的分辨率，相比内置PWM的频率来说精度更高。

本发明使用的DDS AD9833的核心是28bit的相位累加器。根据公式 $\mathrm{\ΔPhase}=\mathrm{\ω\Δt}\⇒\mathrm{\ω}=\mathrm{\ΔPhase}/\mathrm{\Δt}=2\mathrm{\πf},$ 而Δt＝1f_MCLK，所以f＝ΔPhase×f_MCLK/2π，其中0＜ΔPhase＜2²⁸-1，因此可以向28bit的频率设置寄存器中写入所需的频率值即可。假设外部时钟频率为1.8MHz，其频率误差不超过0.0067Hz，每100秒的累积脉冲数误差不超过1，精度非常高。实际是每1秒累积一次，所以DDS每1秒种更新一次，因此误差更小。

另一种常用的工业远程输出方式就是4～20mA电流输出，根据信号线是否提供供电可分为两线制、三线制和四线制。三线制和四线制都需要额外的电源，对系统功耗无限制，两者的差别主要是电流环与系统是否共地，如果共地则为三线制，不共地则为四线制；而两线制，用线最少，不需要增加额外外部电源，但是要求系统功耗低，系统消耗电流小于4mA。由于工业仪表的电流环电路一般采用数字隔离器进行隔离，对于隔离侧的电流环电路功耗并不大，实际测量为2.7mA，所以系统采用的是两线制电流环电路。电流输出芯片核心采用电流输出型DAC，芯片型号是ADI公司的AD5421，芯片采用SPI接口形式，连接至DSP系统SPI总线上，帧同步信号(即片选信号)连接至DSP上使能为GPIO功能的引脚ACLKX1上。其使用内部基准电源，通过外置的电流设置电阻将电压转化为电流并放大221倍输出到电流环上，待机时电流环电流可设置为待机电流，一般为3.2mA。芯片内部还包含有电压调节器，可以为自身和其他电路供电。

HART通讯是传统的模拟通讯系统向数字通讯系统转变的过渡性成果，它依附于模拟传输电路来传送数字信息，不需要额外的通讯线路，且技术十分成熟，是现场仪表与工作站通讯的常用协议方式。HART通讯技术实际上就是一种载波技术，在传统4～20mA电流信号上叠加一个幅值0.5mA左右的FSK（频移键控）信号，波特率为1200bit/s，定义数字信号1为1200Hz，数字信号0为2200Hz。通过外接调制解调器一方面可以将DSP发送的信号调制成FSK信号，并共用电流环电路传送至控制室；另一方面可以将工作站传达的FSK控制信号滤波以后解调成普通的数字逻辑供DSP读取，调制解调器与DSP通过UART接口连接。实际硬件电路如图10所示。

在图10中，HART调制解调器采用AMIS公司A5191HRT芯片，其内部包含调制器、解调器和载波检测单元三个部分，A5191HRT引脚ORXD和ITXD分别与外扩UART芯片的TXB和RXB相连，发送请求引脚和载波监测引脚分别接至DSP上使能GPIO功能的引脚上。调制器将外扩UART输出的高低电平调制成0.25～0.75V FSK（频移键控）梯形电压信号，此信号通过电容耦合到AD5421的输出端，通过电容的分压最终变成叠加在电流环上1mAp-p的HART数字信号；接收时，载波检测电路首先检测到最小0.1mVp-p的FSK信号，然后，使能接收解调器，将FSK信号转化为UART可以识别的数字逻辑。由于电流环上噪声很大，FSK信号在进入调制解调器之前还需经过外部带通滤波器进行滤波。

以TMS320C6726芯片为核心处理器，系统软件部分主要负责完成包括信号采集与处理、人机接口（键盘操作及液晶显示）、脉冲输出以及上位机通信等功能。为了便于系统调试及功能移植，系统软件采用模块化设计。软件结构框图如图11所示，主要有主监控程序、初始化模块、中断模块、算法模块（过零检测算法/DTFT算法）、液晶、键盘模块、脉冲输出模块、SCI通信模块、FRAM、FLASH模块、看门狗模块。

相比于TMS320F28335芯片而言，TMS320C6726芯片的片上资源较少，例如：29个GPIO，且多数为多个功能模块复用；16个CPU级别中断，其中可配置三个外部中断（可选择的GPIO仅有6个）；EMIF模块中有12根地址线，扩展大容量FLASH时需要利用GPIO控制；仅有两个SPI模块，但是串行外设接口形式的芯片有六片（FRAM、LCD、DDS、UART芯片及2片AD），等等。因此，需要结合系统软件功能合理地规划TMS320C6726内部资源，以便于程序编写及模块配置，具体资源分配如图12所示。

主监控程序作为整个软件系统的总调度程序，负责各个功能模块子程序的有序调用，以实现变送器的相应功能。如图13所示，系统上电复位后，开始调用主监控程序：首先进行系统初始化、外设初始化，完成系统模块（如系统时钟、中断模块等）以及外设器件（如ADC、DDS等）的配置；然后进行算法及参数的初始化，并同步开启ADC采样转换；接着便进入信号处理、输出显示的死循环程序中。每次采集到新的500点数据后，开始调用核心算法计算信号相位差、频率、幅值、温度等参数，并转换为瞬时流量、累积流量；根据频率计算结果每秒更新一次输出脉冲频率；通过查询按键状态，调用键盘处理子程序，进行相应的翻屏、仪表参数查看及修改功能，并将参数设置结果保存到FRAM中；刷新液晶，显示最新计算结果，并与上位机通信，将计算结果显示在上位机界面上。最后返回，继续循环计算。

初始化模块主要包括系统初始化、外设初始化以及算法与参数初始化三部分。

系统初始化负责芯片支持库初始化，PLL模块配置（为DSP内核、外围设备及DSP内部的其他模块提供时钟），以及中断向量表初始化。

外设初始化包括片上功能模块及外部可编程器件的初始化。系统用到的片上功能模块主要有负责与片外ADC通信的SPI模块、用于采样数据转移的dMAX模块、用于外部中断源GPIO选择的McASP模块、用于定时的RTI模块以及用于FLASH扩展的外部存储器接口EMIF等，另外McASP模块的多个引脚还用作GPIO模拟SPI功能与外围设备通信；外部可编程器件在使用前也必须进行初始化配置，例如两路传感器信号采样芯片ADS1255的采样频率配置与同步、温度信号采样芯片ADS1112的采样频率配置与芯片启动、液晶的上电、开启与模式选择、以及通讯模块UART芯片的功能配置等。

算法与参数初始化主要是用于上电后初始化算法中用到的全局变量，例如计算结果变量、数据读取指针、错误标志位等，读取FRAM中保存的累积流量、系统零点、温度系数等仪表参数，并且启动AD采样、启动定时器等。

TMS320C6726有三种类型的CPU级别中断：复位中断、不可屏蔽中断（NMI）以及可屏蔽中断（INT4～INT15）。其中，12个可屏蔽中断主要被连接到片内外设，如RTI、dMAX、I2C以及SPI，也可由软件控制。芯片上并没有专门的通用中断引脚，但是通过结合McASP模块的AMUTEIN信号，dMAX模块可以实现外部中断功能。本系统共采用了四个可屏蔽中断，分别为采样中断（外部中断源）、dMAX传输完成中断、RTI中断（定时器中断）以及掉电保护中断（外部中断源）。

采样中断采用外部中断源，通过特定的GPIO口连接到采样芯片ADS1255的引脚。每次数据转换完成后，引脚会由高电平跳变为低电平并且通过dMAX触发CPU中断。因为两路ADC芯片保持同步采样，为了节省资源，仅根据其中一路ADC数据转换情况触发中断。中断服务程序主要任务是，利用SPI模块为两路ADC发送时钟信号，用以转换数据的读取。为确保另外一路ADC数据转换完成，在发送时钟前增加了查询并等待其引脚电平跳低的指令。

采样中断具体配置如下：

第一步，要选择合适的引脚作为外部中断源。McASP、SPI以及I2C模块的多个串行引脚都可作为源输入信号，并且可以通过配置McASP中的CFGMCASPx寄存器具体选择使用哪个外部引脚作为静音输入（AMUTEIN），用于dMAX触发外部中断。这里选择了SPI0_SCS/I2C1_SCL引脚作为AMUTEIN0的输入源，并且将选定的引脚配置为通用输入模式。通过硬件连接将该引脚与ADS1255的引脚接到一起。

第二步，要禁止AMUTEIN信号驱动AMUTE。通过清除McASP内部的AMUTE寄存器的INEN位可以避免AMUTE被用于外部中断源的AMUTEIN驱动。

第三步，配置dMAX中断事件。只有特定的CPU中断类型的事件才可以响应外部信号状态变化而触发中断。其中，Event26、27与28分别对应于McASP0、McASP1与McASP2。配置Event26为中断类型事件，选择要触发的中断序号（INT9～15）、事件优先级别等，并在事件配置完成后使能事件。需要注意的是，外部中断是通过边沿触发的，并且不能通过寄存器选择上升沿或下降沿，因此需要外设适时的翻转源信号为下次边沿识别作准备。

dMAX模块一共有32个事件，其中EVENT13、14可以分别用于SPI0、SPI1的接收寄存器的数据检测及传送。通过对SPI模块SPIINTx寄存器的DMAREQEN位置位，使能SPI接收数据时产生的DMA请求信号，用以事件触发。配置EVENT13、14为16bits的通用数据传送事件，将相应的传送入口表配置为二维传送（COUT0=1，COUT1=80），数据传送源地址分别设为SPI0和SPI1的接收缓冲寄存器SPIBUF，目的地址设为用户自己定义的接收缓冲数组pingL（pongL）及pingR（pongR）。则每次SPI接收到新的采样数据后会自动的通过dMAX转移到目的数组中，而不用CPU干预。成功传送80个数据后，即缓冲数组放满后会触发dMAX传输完成中断。中断服务程序主要负责将两路缓冲数组的数据读取到最终存放采样数据数字量的循环数组中，用于后续的信号转换、读取及处理。

RTI中断，即1s定时中断，通过RTI模块的32位计数器与比较寄存器相匹配触发中断。中断服务程序主要负责每秒计算一次累积流量并且更新输出脉冲信号的频率，使其与当前瞬时流量成正比。

掉电保护中断，是本系统中断配置中的最高级别中断，采用外部中断源，配置过程同采样中断。为防止数据结果丢失，系统掉电时，相关引脚的电平跳变会触发中断，通过中断服务程序，将累积流量、瞬时流量等计算结果保存到FRAM中，系统再次上电时便可以重新读取。

两路科氏传感器信号的采集包括ADC数据采集、SPI数据读取、dMAX数据转移三个步骤。为保证三个模块的准确配合，在依次初始化SPI、ADC、dMAX三个模块后，首先启动dMAX，再同步启动两路ADC。

数据采集：由两片24位高精度双极性ADC转换芯片实现，将模拟量转换为24位的数字量后通过串行接口将数据发送到SPI的接收缓冲寄存器中。ADC配置前，首先初始化SPI，串行时钟频率设为750kHz，主模式，采用三线制（仅使能时钟、数据输入、输出三个引脚为功能引脚）传输，字长设为16位。然后通过SPI发送命令字配置ADC芯片的采样频率、PGA，并开启连续读模式。将两片ADC芯片的引脚接到同一个GPIO进行控制，ADC初始化时输出为高，然后拉低保持至少4ns后再拉高，则完成了两片ADC的同步启动。

数据读取：数据转换完成后触发ADC中断，SPI通过发送两个16位数据产生串行时钟信号，将24位数据转换结果发送到SPIBUF。ADC数据输出时先移高位后移低位，则SPI发出第一个16位数据后，转换结果的高16位首先转移到SPIBUF，紧接着低8位结果作为下一个16位数据的高八位也转移到SPIBUF中。因此，将两个16位数据组合为32位数据后再右移八位可得到正确的数字量转换结果。

数据转移：通过SPI的DMA request功能，在不需要CPU干预的情况下完成数据的加速搬移。SPIBUF接收到新数据后，SPI0/SPI1的DMArequest信号分别触发两个dMAX的通用数据传送事件进行数据传送。与SPI字长相对应，数据传送的最小单位设置为16位；对事件入口表中的传送同步位SYNC清零，则保证每次同步事件只传送COUNT0（=1）个数据。同时为两路信号各建立两个缓冲数组pingL/R、pongL/R（数组长度与COUNT1相对应），分别设为dMAX数据转移的目的地址DST RELOADADDRESS0及DST RELOAD ADDRESS1，交替地保存转移数据。使能reload功能后，每次数据传送完成（active COUNT1=0）时，系统会重新装载有效地址寄存器。如果传送入口表的PP参考位为1，SRC0and DST0被装载到有效地址寄存器，之后PP位自动清零；如果传送入口表的PP参考位为0，SRC1and DST1被装载到有效地址寄存器，之后PP位自动置位。与此同时，触发数据传送完成中断，完成从缓冲数组到采样循环数组的数据转移。

系统分别采用了过零检测及DTFT两套算法。虽然针对高频信号测量时，这两套算法在基于TMS320F28335芯片的硬件平台上已经不再适用，但是，TMS320C6726芯片的高运算速度及其并行处理能力，使得过零检测及DTFT两套算法的实时性得到保证，因此，可以更好地用于高频信号的测量。

算法模块流程图如图14所示，首先根据传感器固有频率值确定滤波器参数，然后对数字信号进行滤波，滤波后信号经过过零检测或DTFT算法处理后计算出两路传感器信号相位差，并对计算结果进行平均处理以消除随机误差或奇异值，经变换后则得到瞬时流量。其中，过零检测算法中采用了具有巴特沃斯结构和具有陷波器结构的两级IIR数字带通滤波器；而DTFT算法主要包括IIR带通滤波、格型自适应算法及改进后的DTFT算法。

通过GPIO模拟SPI功能配置UART芯片为RS232串行通信方式，用于与上位机进行通信。芯片时钟来自外部的1.8432MHz的晶振，通过软件分频配置波特率为115200Hz，转换公式为：

$\mathrm{div}\mathrm{isor}=\frac{\left(\frac{\mathrm{XTAL}1\mathrm{crystalinputfrequency}}{\mathrm{prescaler}}\right)}{\mathrm{desiredbaudrate}\×16}$

式中，芯片复位后通过对MCR[7]清零，配置prescaler=1。

另外，写LCR寄存器配置数据通讯格式为无奇偶校验位、1位停止位、8位字长；使能发送及接收FIFO，便于数据连续传送。

利用MATLAB的图形用户界面GUI设计工具编写上位机界面，用于显示下位机的数据结果，如瞬时流量、累积流量、相位差、计算频率以及温度等，并且可以通过上位机界面对下位机的仪表系数、零点等参数进行设置。

与上位机通信时，每次要发送32位的计算结果变量，为便于数据拆分成4个8位传输，定义了SCI_DATA数据类型。将SCI传送的32位数据整体赋值给SCI_DATA类型的变量，则可以通过位操作访问各个字节，分别进行传送。

此外，可以配置UART芯片为RS485串行通信方式，与远程设备进行异步通信。

工业现场中通常通过脉冲接收装置计算一段时间内的累积流量，因此变送器需要根据瞬时流量实时更新脉冲输出频率。本系统开启了RTI定时器，1s中断一次，在中断服务程序中，将瞬时流量计算结果由kg/min转换为g/s，再除以设置的脉冲当量PulseK（g/pulse），则得到了代表这一秒内流体流量的脉冲频率值。由于输出脉冲用于计数，所以对频率值进行取整，不足1Hz的部分累计到下次中断时再取整输出。

计算出频率值后，对DDS芯片进行写操作，保持输出方波波形不变，更新其频率寄存器的值。频率转换公式为：

$f_{\mathrm{out}}=\frac{f_{\mathrm{MCLK}}}{2^{28}}\×\mathrm{FREQREG}$

式中，f_MCLK为DDS芯片的时钟频率，28代表频率寄存器的位数，FREQREG是根据输出频率值f_out计算出的需要写入频率寄存器的值。

为确保系统断电时，数据不会因为断电而丢失，需将程序代码烧写到外扩FLASH存储空间中。

本发明中外扩FLASH引导过程需要二次引导。TMS320C6727芯片采用FLASH启动模式。启动过程如图15所示。系统上电复位或手动复位以后，固化在ROM中的引导装载程序（bootloader）会自动运行。通过判断几个器件引脚的状态，选择启动模式。一旦检测到并行FLASH启动模式，bootloader首先读取FLASH空间的第一个字节，判断是8位还是16位启动（bit[1～0]=00，8位并行FLASH启动；bit[1～0]=01，16位并行FLASH启动），并根据判断结果设置EMIF控制寄存器为8位或16位访问模式。接着，bootloader会将FLASH空间（0x90000000开始）的前1kB的数据复制到RAM的前1kB空间中，并且从RAM偏移四个字节处开始执行程序。这就是一次引导过程。而实际的代码空间远大于1kB，需要在前1kB代码结束之前加入代码数据转移，即进行二次引导。这就需要人为编写一段小于1K Byte的程序代码，实现程序从FLASH到RAM的搬移，搬移完后，再附加跳转指令，跳转到c_int00。这样程序就会从c_int00处开始执行了。

二次引导程序完成后，便可以开始FLASH烧写操作，烧写流程图如图16所示。新建一个烧写工程，为减少内存占用，工程中不包含任何库文件，不调用任何库函数，寄存器操作一律采用直接地址操作的方式。系统时钟采用默认配置。首先初始化EMIF模块，再将用于扩展地址线的GPIO配置为通用输出功能，然后调用芯片擦除函数擦除FLASH；接下来对FLASH进行写操作：(1)写0x01到FLASH空间第一个字节，配置为16位字宽；(2)通过配置.cmd文件，将二次引导程序代码映射到一段独立RAM空间中，并记下所占空间首地址及长度，将此段代码写到Flash的前1024Byte空间(0x90000004～0x900003FF)；(3)烧写完二次引导程序后，设置断点，导入事先保存好的RAM工程目标代码，然后运行程序，将目标代码写入FLASH空间(0x90000400～0x9003FFFF)。

程序烧写完成后，断开CCS软件与DSP连接，断电后再上电，则DSP从FLASH中启动，烧写的程序代码通过引导程序开始正常运行。

Claims (2)

1.一种高频科氏质量流量计数字信号处理系统，其特征在于包括DSP芯片、第一信号调理模块、第二信号调理模块、恒流源、Pt100铂电阻、第一ADC模块、第二ADC模块、第三ADC模块、模拟驱动模块、外扩FLASH模块、PWM输出模块、电流输出模块、外扩UART模块、HART调制模块、人机接口模块、掉电保护模块和系统软件；所述第一信号调理模块、第二信号调理模块、第一ADC模块和第二ADC模块组成信号调理与ADC模块；所述DSP芯片采用TMS320C6726芯片；由于TMS320C6726芯片片内外围设备资源有限，且串行外围设备接口SPI和I2C引脚是相互复用的，因此，使用GPIO模拟串行通信协议来控制外围设备芯片；为了减少GPIO的使用，对具有相同接口形式的外围设备FRAM存储器芯片、UART芯片、液晶控制器、DDS芯片和电流输出芯片，采用总线的形式连接，通过各自的片选信号来控制每个外围设备；根据实际用到的硬件和软件的模块，对DSP硬件资源进行合理分配；

所述的外扩UART模块采用SC16IS762双通道UART扩展芯片；该芯片的接口方式为SPI形式，芯片的SDI、SDO、SCLK引脚分别连接至DSP系统中SPI总线SPIDI、SPICLK、SPIDO上，片选信号连接至DSP上使能为GPIO功能的ACLKR1引脚上；电路中使用外部有源晶体振荡器；P4接口输出连接电平转换电路后，实现RS232通讯或RS485通讯；RS232通讯电平转换芯片使用TRSF3220E；RS485通讯电平转换电路使用SP384芯片；

所述PWM输出模块中的脉冲输出电路采用外部PWM波形发生器来产生PWM波，通过串行外设接口来控制输出的频率；DDS波形发生器AD9833，光耦驱动级MMBT3904LT1，高速隔离光耦6N136，输出级IRFR320；TMS320C6726根据需要输出信号的频率向AD9833内部频率寄存器中写入频率值；AD9833输出对应频率的方波信号，方波占空比为50％，低电平为0V，高电平为3.3V；为了增加光耦的驱动能力，在方波信号进入光耦之前，加入三极管MMBT3904LT1扩流电路作为驱动级，三极管MMBT3904LT1工作在放大状态下，实现电流放大；高速光耦6N136将原边的脉冲信号变成光信号，并传至副边；输出级使用开关元件N沟道增强型功率MOS管IRFR320，减小电源功耗并增加后级的驱动能力。

2.如权利要求1所述的一种高频科氏质量流量计数字信号处理系统的处理方法，其特征在于：

包括以下处理步骤：信号采集与处理、人机接口、脉冲输出以及上位机通信功能；为了便于系统调试及功能移植，采用模块化设计；包括主监控程序、初始化模块、中断模块、算法模块、液晶、键盘模块、脉冲输出模块、SCI通信模块、FRAM、FLASH模块、看门狗模块；所述人机接口包括键盘操作及液晶显示；所述算法模块包括过零检测算法和DTFT算法；主监控程序作为总调度程序，负责各个功能模块子程序的有序调用，以实现变送器的相应功能；系统上电复位后，开始调用主监控程序：首先进行系统初始化、外设初始化，完成系统模块以及外设器件的配置；所述系统模块包括系统时钟和中断模块；所述外设器件包括ADC和DDS；

然后，进行算法及参数的初始化，并同步开启ADC采样转换；接着便进入信号处理、输出显示的死循环程序中；每次采集到新的500点数据后，开始调用核心算法计算信号相位差、频率、幅值、温度参数，并转换为瞬时流量、累积流量；根据流量计算结果每秒更新一次输出脉冲频率；通过查询按键状态，调用键盘处理子程序，进行相应的翻屏、仪表参数查看及修改功能，并将参数设置结果保存到FRAM中；刷新液晶，显示最新计算结果，并与上位机通信，将计算结果显示在上位机界面上；最后返回，继续循环计算；

针对高频信号测量，在基于TMS320C6726芯片的硬件平台上实时实现过零检测及DTFT两套算法；首先根据传感器固有频率值确定滤波器参数，然后对数字信号进行滤波，滤波后信号经过过零检测或DTFT算法处理后计算出两路传感器信号相位差，并对计算结果进行平均处理以消除随机误差或奇异值，经变换后则得到瞬时流量；其中，过零检测算法中采用了具有巴特沃斯结构和具有陷波器结构的两级IIR数字带通滤波器；而DTFT算法主要包括IIR带通滤波、格型自适应算法及改进后的DTFT算法。