CN103269151B - 恒流开关电源及其恒流控制装置 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种恒流开关电源及其恒流控制装置。所述恒流控制装置包括FB波形检测模块(5)、三角波生成模块(7)和输出模块(6),所述三角波生成模块(7)增加了对其输出电压的反馈控制模块,避免了使用晶体管实现的电流源其寄生电容在电流源导通和截止时对输出电压产生的非线性失真,提高了恒流控制装置的输出电流精度,实现恒流输出。本发明恒流控制装置的输出电流不随系统输入和输出条件的变化而变化。
Description
技术领域
本发明涉及一种恒流电源控制器,更具体地说,涉及一种恒流开关电源及其控制装置。
背景技术
在现有技术恒流控制器的实现电路中,三角波生成模块对系统输出电流的精度起着至关重要作用。三角波的线性度直接影响系统输出电流的输出精度。但是在现有技术中,使用了晶体管作为模拟电流源,在模拟电流源关闭时,其寄生电容继续放电,使得在电流源导通前一刻其寄生电容上的电压差接近于0,在电流源导通瞬间,电流源上寄生电容与三角波输出模块的输出电容进行电荷的重新分配,导致了输出电压出现了非线性的失真。此非线性失真程度与输入电压和输出电压大小有关,故其系统输出电流大小将受输出电压和输入电压的大小影响,最终影响了系统输出电流的精度。
发明内容
本发明要解决的技术问题在于,针对现有技术的上述缺陷,提供一种可提高输出电流精度,实现恒流输出,且输出电流精度不随系统输入及输出条件的变化而变化的恒流开关电源及其恒流控制装置。
本发明解决其技术问题所采用的技术方案是:构造一种恒流控制装置,包括FB波形检测模块5、三角波生成模块7和输出模块6,所述三角波生成模块7增加了对其输出电压VCV进行反馈控制的电压转换模块4,所述电压转换模块4用于消除寄生电容对三角波生成模块7输出电压VCV的影响,减小该三角波生成模块7输出电压VCV的非线性失真,所述输出模块6用于根据所述三角波生成模块7的输出电压VCV和控制端CS输入电压的变化,输出相应的电压波形,驱动电源系统的功率开关管,从而实现输出恒定电流。
在本发明上述恒流控制装置中,所述三角波生成模块7包括第一电流源1、第二电流源2、四个开关K1、K2、K3和K4,电容C106、场效应管M2和反相器3;所述电容C106的正极连接电压转换模块4的输入端Vin,其负极接地;所述第一电流源1通过开关K1连接电容C106的正极,同时通过开关K4连接到电压转换模块4的输出端Vout1;所述场效应管M2的源极接地,其栅极连接第二电流源2,该场效应管(M2)的漏极通过开关K3连接电压转换模块4的输出端Vout2,同时通过开关K2连接电容C106的正极;所述反相器3的输入端连接开关K2、开关K4以及FB波形检测模块5,其输出端连接开关K1和开关K3,FB波形检测模块5的控制信号通过反向器3、开关K1、K2、K3和K4对电容C106的充电和放电进行控制;所述电压转换模块4的输入端Vin与电容C106的正极连接,其输出端Vout1和输出端Vout2分别连接开关K3和开关K4。
在本发明上述恒流控制装置中,所述第一电流源1包括场效应管M1和场效应管M5,所述场效应管M1的栅极和源极分别连接所述场效应管M5的栅极和源极,所述场效应管M1的漏极通过开关K1连接所述电容C106的正极,或通过开关K4连接所述电压转换模块2的输出端Vout1。
在本发明上述恒流控制装置中,所述第二电流源2包括场效应管M3和场效应管M4,所述场效应管M3和所述场效应管M4的源极接地,所述场效应管M3的栅极连接所述场效应管M4的栅极并接入偏置电流Ibias,所述场效应管M4的漏极接入偏置电流Ibias。
在本发明上述恒流控制装置中,所述场效应管M2的栅极连接于所述场效应管M3的栅极和所述场效应管M4的栅极之间,以接入偏置电流Ibias。
在本发明上述恒流控制装置中,所述场效应管M5的漏极连接所述场效应管M3的漏极,用于通过该场效应管M3连接所述电容C106的负极并接地。
在本发明上述恒流控制装置中,所述电压转换模块4包括场效应管M6和场效应管M7。
在本发明上述恒流控制装置中,所述场效应管M6的漏极接地,其源极连接所述电压转换模块4的输出端Vout1和开关K4,用于将所述场效应管M1的漏极电压钳位于一第一预定值。
在本发明上述恒流控制装置中,所述场效应管M7的漏极接入所述电压转换模块4的工作电压,其源极连接所述电压转换模块4的输出端Vout2和开关K3,用于将所述场效应管M2的漏极电压钳位于一第二预定值。
在本发明上述恒流控制装置中,所述电容C106的正极连接于所述场效应管M6的栅极和所述场效应管M7的栅极之间。
本发明还提供一种恒流开关电源,包括变压器、连接到所述变压器的原边第一输入端和第二输入端之间的分压电路、主开关管和输出电路,所述恒流开关电源还包括所述恒流控制装置,所述恒流控制装置的电源端VCC连接所述变压器的原边第一输入端,所述恒流控制器的反馈控制端FB连接到所述分压电路的分压点,所述恒流控制装置的输出端OUT连接所述主开关管的栅极,所述恒流控制装置的控制端CS连接到所述主开关管的源极。
实施本发明的恒流开关电源及其恒流控制装置,具有以下有益效果:实施本发明的恒流开关电源及其恒流控制装置,通过消除恒流控制装置中用于实现模拟电流源的晶体管的寄生电容在开关时对三角波生成模块输出电压的影响,避免三角波生成模块输出产生非线性失真,使得恒流开关电源的输出电流值不随输入和输出条件的变化而变化,提高系统电流输出精度。
附图说明
下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明,附图中:
图1是现有技术的PFM模式的恒流控制器的电路原理图;
图2是现有技术的PFM模式的恒流控制器的工作波形图;
图3是现有技术恒流控制器的实际电路图;
图4是本发明的恒流开关电源的电路原理图;
图5是本发明较佳实施例提供的恒流控制装置的电路原理图;
图6是图5所示的恒流控制装置的三角波生成模块的电路图;
图7是图6所示的恒流控制装置的电压转换模块的电路图;
图8是图5所示的恒流控制装置的电容C106在充电和放电过程中的电压变化曲线图。
具体实施方式
为了使本发明的目的更加清楚明白,以下结合附图及实施例,对本发明进行进一步详细说明。应当理解,此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明,并不用于限定本发明。
在本发明恒流控制装置中,反相器3接收FB波形检测模块5的控制信号,并根据该控制信号在高电平输出和低电平输出之间进行切换来导通开关K1或开关K2,使电容C106由放电模式切换至充电模式,或由充电模式切换至放电模式。电压转换模块4用于对该电容C106的输出电压Vcv进行缓冲和调整,并在其输出端Vout1和输出端Vout2分别输出预定的电压值,将场效应管M1和场效应管M2的漏极电压分别钳位于第一预定值和第二预定值,用于消除模拟电流源晶体管M1和M2在开关关闭或导通时其寄生电容对输出电压Vcv的影响,减小三角波生成模块7输出电压的非线性失真。输出模块6用于根据三角波生成模块7的输出电压Vcv和控制端CS输入电压的变化,输出相应的电压波形,驱动电源系统的功率开关管,从而实现输出恒定电流。
图4是本发明恒流开关电源的电路原理图。如图4所示,本发明恒流开关电源包括变压器10、连接到变压器10的原边第一输入端和第二输入端之间的分压电路、主开关管8、输出电路及恒流控制装置7。分压电路包括电阻R0和电阻R1。其中,电阻R0和电阻R1串联在变压器的原边第一输入端和第二输入端之间。该恒流控制装置7的电源端VCC连接变压器10的原边第一输入端,其反馈控制端FB连接到分压电路的分压点,即电阻R0和电阻R1的连接点。该恒流控制装置的输出端OUT连接主开关管8的栅极,其控制端CS连接到主开关管8的源极。
图5是本发明恒流控制装置的电路原理图。如图5所示,本发明恒流控制装置包括FB波形检测模块5、三角波生成模块7和输出模块6。
图6是本发明恒流控制装置的三角波生成模块的电路图。如图6所示,该三角波生成模块7包括第一电流源1、第二电流源2、反向器3、电容C106、场效应管M2、开关K3、开关K4。该第一电流源1进一步包括P沟道场效应管M1和P沟道场效应管M5,该第二电流源2进一步包括N沟道场效应管M3和N沟道场效应管M4。该场效应管M1的栅极和源极分别连接该场效应管M5的栅极和源极,该场效应管M1的漏极通过开关K1连接该电容C106的正极,或通过开关K4连接电压转换模块4的输出端Vout1。该场效应管M5的漏极连接该场效应管M3的漏极。该场效应管M3的栅极连接该场效应管M4的栅极,并接入偏置电流Ibias。该场效应管M3的源极和该场效应管M4的源极接地,该场效应管M4的漏极接入偏置电流Ibias。该场效应管M2的源极连接电容C106的负极并接地,其漏极通过开关K2连接电容C106的正极,或通过开关K3连接电压转换模块4的输出端Vout2。该场效应管M2的栅极连接于该场效应管M2的栅极和该场效应管M2的栅极之间,以接入偏置电流Ibias。
该电容C106的负极接地,其正极连接电压转换模块4的输入端Vin。该反相器3的输入端分别连接开关K2、开关K4和FB波形检测模块5,其输出端分别连接开关K1和开关K3。该反相器3通过接收FB波形检测模块5的控制信号,并根据该控制信号输出高电平或低电平,以导通或截止开关K1、开关K2、开关K3和开关K4。该电压转换模块4的输入端Vin连接电容C106的正极,以接收该电容C106的输出电压。该电压转换模块4的输出端Vout2可通过导通的开关K4与场效应管M1的漏极连接,用于对该场效应管M1的漏极进行钳位,使该场效应管M1的漏极被钳位于一第一预定值。该电压转换模块4的输出端Vout2可通过导通的开关K3连接场效应管M2的漏极,用于对该场效应管M2的漏极进行钳位,使该场效应管M2的漏极被钳位于一第二预定值。该电压转换模块4用于对电容C106的输出电压Vcv进行缓冲和处理,并在其输出端Vout1和输出端Vout2分别输出调整后的电压值(即上述第一预定值和第二预定值),用于消除该电容C106产生的跳变电压对本发明恒流控制装置输出电流精度的影响,以提高本发明恒流控制装置的输出电流精度,实现恒流输出。该三角波生成模块7的输出连接到比较器12的正向输入端,该比较器12的反向输入端接入参考电压VREF2,其输出端连接到输出模块6的输入端。
在本发明恒流控制装置中,该场效应管M1及该场效应管M5为P沟道场效应管,该场效应管M2、该场效应管M3以及该场效应管M5为N沟道场效应管,该电压转换模块4可以是现有的电压缓冲器。
如图7所示,在本发明电压转换模块的电路图中,该电压转换模块4包括一个P沟道场效应管M6和一个N沟道场效应管M7。该场效应管M6的漏极接地,其源极连接电压转换模块4的输出端Vout1,以进一步通过导通的开关K4连接场效应管M1的漏极,对该场效应管M1的漏极电压钳位。该场效应管M7的漏极接入电压转换模块4的工作电压,其源极连接该电压转换模块4的输出端Vout2,以进一步通过导通的开关K3连接场效应管M2的漏极,对该场效应管M2的漏极电压钳位。该P沟道场效应管M6在输出端Vout1的输出电压值为(Vcv+Vgsp),该N沟道场效应管M7在输出端Vout2的输出电压值为(Vcv-Vgsn)。当开关K4导通时,所述场效应管M1的漏极电压被钳位于第一预定值,即(Vcv+Vgsp)。当开关K3导通时,该场效应管M2的漏极电压被钳位于第二预定值,即(Vcv-Vgsn)。其中,Vgsp为该场效应管M6的栅极和源极之间的电压,Vgsn为该场效应管M7的栅极和源极之间的电压。电容C106的正极连接于该场效应管M6的栅极和该场效应管M7的栅极之间。
图8是本发明恒流控制装置电容C106在充电及放电过程中的电压变化示意图。如图6和图8所示,反相器3根据接收的FB波形检测模块5的控制信号,在高电平输出与低电平输出之间进行切换。当反相器3收到FB波形检测模块5的低电平控制信号时,该反相器3的输入端为低电平,开关K2截止。同时,该反相器3在其输出端输出高电平,以导通开关K1。在开关K1的导通瞬间,电容C106产生一个上升的跳变电压△V1,该电容C106由放电模式切换至充电模式。电流源1为电容C106充电,使其电压逐渐升高。当电容C106的电压值VCV上升至最高值VB时,该反相器3收到FB波形检测模块5产生的高电平控制信号。由于反相器3的输入端为高电平,故开关K2导通。同时,反相器3在其输出端输出低电平,使开关K1截止。开关K2导通时,场效应管M2与电容C106构成闭环。在开关K2的导通瞬间,电容C106产生一个下降的跳变电压△V1,该电容C106由充电模式切换至放电模式。该电容C106进入放电模式后,其电压逐渐降低。当电容C106的电压值VCV下降至最低值VA时,FB波形检测模块5向反相器3输出低电平控制信号。则该反相器3的输入端为低电平,开关K2截止。该反相器3在其输出端输出高电平,以导通开关K1。开关K1导通后,电流源1再次为电容C106充电,该电容C106进入充电模式,其电压值VCV逐渐升高。故在本发明用于提高输出电流精度的恒流控制装置的电路中,反相器3在FB波形检测模块5的控制下,输出高电平或低电平,以导通或截止开关K1和开关K2,进而使得电容C106在充电模式和放电模式之间进行切换。电容C106形成一个固定的充放电周期(电容C106的输出电压VCV由最低值VA逐渐上升到最高值VB的过程为该电容C106的一个充电周期;电容C106的输出电压VCV由最高值VB逐渐下降到最低值VA的过程为该电容C106的一个放电周期)。电容C106在上述充电和放电周期内,依次完成一次充电操作和一次放电操作。
当开关K1截止时,开关K4导通,场效应管M1的漏极电压被钳位于第一预定值(Vcv+Vgsp)。而在开关K1的导通瞬间,K2截止,电容C106进入充电模式,电流源1为该电容C106进行充电。其中,该电流源1的场效应管M1和该电容C106的电极极性相反。由电荷守恒规律可得到如下方程:C106*VA-Cds1*[VDD-(VA+Vgsp)]=C106*(VA+△V1)-Cds1*[VDD-(VA+△V1)]。其中,VA为开关K1导通前一刻电容C106的电压值,Cds1为场效应管M1源漏极的电容,VDD为场效应管M1的供电电压,(VA+Vgsp)为开关K1截止时该场效应管M1的漏极电压,△V1为开关K1导通瞬间电容C106产生的跳变电压。对上述方程进行推导可得公式(1):△V1=Cds1*Vgsp/(C106+Cds1)。
当开关K2导通时,场效应管M2和电容C106构成闭环,该电容C106进入放电模式。其中,该场效应管M2和该电容C106的电极极性相同。由电荷守恒可得到下列方程:C106*VB+Cds2*(VB-Vgsn)=C106*(VB-△V2)+Cds2*(VB-△V2)。其中,VB为开关K2导通前一刻电容C106的电压,Cds2为场效应管M2源漏极的电容,(VB-Vgsn)为开关K2截止时该场效应管M2的漏极电压,△V2为开关K2导通瞬间电容C106产生的跳变电压。对上述方程进行推导可得公式(2):△V2=Cds2*Vgsn/(C106+Cds2)。
由公式(1)和公式(2)可知,跳变电压△V1的值由场效应管M1源漏极的电容Cds1、场效应管M6栅极和源极之间的电压Vgsp、以及电容C106的电容C106决定。跳变电压△V2的值由场效应管M2源漏极的电容Cds2、场效应管M7栅极和源极之间的电压Vgsn、以及电容C106的电容决定。其中,所述电容C106的电容为固定值。
本发明是在现有技术中的恒流控制器的基础上进行改进的,为了更好地说明本发明,下面先结合图1、图2、图3描述现有技术中的恒流控制器的工作原理。
如图1和图2所示,现有技术的恒流控制器启动后,FB引脚为低电平。FB波形检测模块101的输出电压VTONS为低电平,开关110导通,开关108截止。电流源109以大小为I的电流给电容C105充电,电压VCV开始以斜率S1=I/C105上升。电压VCV上升到VREF2时,比较器111翻转,电压VPG1由低电平变为高电平。同时,电压VSET由低电平变为高电平,输出电压VOUT也由低电平变为高电平,使开关管8导通,电压VCS逐渐增大。当电压VCS上升到VREF3时,比较器113翻转,使得电压VOUT由高电平变为低电平,最终关闭开关管8。由于变压器的特性,在关闭开关管8的同时,FB引脚的电压上升,FB波形检测模块101输出高电平,以关闭开关110并导通开关108,使得电容C105的电压VCV以斜率S2=K*I/C105下降,并在变压器副边产生大小约为Ipks=VREF3/RCS*Np/NS的副边峰值电流。其中Np为原边的线圈匝数,Ns为输出线圈匝数。该电流将以斜率SLS=(Vo+Vf)/Ls开始下降并最终下降到0,其中Vf为续流二极管11的正向导通压降,Ls为输出绕组的电感量。当该副边绕组电感上的电流下降到0,FB引脚的电压开始下降,FB波形检测模块101检测到FB下降沿后,使输出电压VTONS变为低电平。开关110再次导通,开关108再次断开,电压VCV再次上升,完成了一个周期的工作。之后每个周期将重复之前的开关动作。在系统稳定后,输出平均电流Io=0.5*Ipks*Tons/T,其中,对于特定应用,Ipks为一常数。从图2可以看出,Tons对应的时间为电压VCV从VB下降到VA所用的时间;而T对应的时间则为电压VCV从VB下降到VA再上升到VB所用的时间,亦为电压VOUT的电压脉冲周期。由上可得公式(3):
TONS/T=[(VB-VA)/S2]/[(VB-VA)/S2+(VB-VA)/S1]=S1/(S1+S2)=1/(1+k)
由上式可知,在现有技术的恒流控制器中,系统稳定后,恒流控制器的输出电流为一恒定值,即Io=0.5*Ipks*Tons/T=0.5*Ipks/(1+k)。
图3为现有技术恒流控制器的实际电路图。如图3所示,在开关K5截止期间,场效应管M8的漏端被充到VDD电平,M8的源漏电容Cds8两端的电压差为0。在开关K5导通瞬间,电容C206上的电荷与电容Cds8上的电荷通过电荷再分配达到新的平衡。电容C206以斜率S1上升,电容C206在开关K5导通瞬间出现一上升的跳变电压△V3,由电荷守恒定理可得方程:
C206*VA=C206*(VA+△V3)-Cds8*[VDD-(VA+△V3)]
推导后可得公式(4):△V3=Cds8*(VDD-VA)/(C206+Cds8)
同理,电容C206在开关K6导通瞬间出现一下降的跳变电压△V4。由电荷守恒定理可得方程:
C206*VB=C206*(VB-△V4)+Cds9*(VB-△V4)
推导后可得公式(5):△V4=Cds9*VB/(C206+Cds9)
在现有技术恒流控制器的实际电路中,由于跳变电压△V3和跳变电压△V4的存在,VA和VB的值发生改变,则Tons/T的值及恒流控制器的实际输出电流值也会发生改变。下面用VA′、VB′、Tons′/T′和Io′分别表示现有技术恒流控制器电路中的VA、VB、Tons/T和Io的实际值。其中,VA′=VA+△V3,VB′=VB-△V4。
则Tons′/T′=[(VB′-VA)/S2]/[(VB′-VA)/S2+(VB-VA′)/S1]
=[(VB-△V4-VA)/S2]/[(VB-△V4-VA)/S2+(VB-VA-△V3)/S1]
=[(VB-VA-△V4)/S2]/[(VB-VA-△V4)/S2+(VB-VA-△V4)/S1+(△V4-△V3)/S1]
可得公式(6):
Io′=0.5*Ipks*(Tons′/T′)=0.5*Ipks*[(VB-VA-△V4)/S2]/[(VB-VA-△V4)/S2+(VB-VA-△V4)/S1+(△V4-△V3)/S1]
由公式(3)和公式(6)可知,当△V4>△V3时,(Tons′/T)<[1/(1+k)],即Io′<Io,则现有技术恒流控制器的实际输出电流偏小;当△V4<△V3时,(Tons′/T′)>[1/(1+k)],即Io′>Io,则现有技术恒流控制器的实际输出电流偏大;如△V4=△V3,(Tons′/T′)=[1/(1+k)],即Io′=Io,则现有恒流控制器的输出电流精度将不受寄生电容C206的影响,即实现了恒流输出。
由公式(4)和公式(5)可知,如欲实现△V4=△V3,则需满足如下条件VDD=VA+VB,Cds8=Cds9。
然而,在现有技术恒流控制器的实际电路中,由于VA和VB的值随系统输入和输出条件的变化而变化,并不能保证VDD=VA+VB,也即不能保证△V4=△V3。受到寄生电容产生的跳变电压的影响,现有技术恒流控制器的实际输出电流值Io′总是高于或低于理论输出电流值Io,而无法实现恒流输出。故现有技术的恒流控制器仅可在理论上实现恒流输出,其实际输出电流的精度将受到寄生电容C206产生的跳变电压的影响。
在本发明恒流控制装置的实现电路中,由公式(1)和公式(2)可知,△V1=Cds1*Vgsp/(C106+Cds1),△V2=Cds2*Vgsn/(C106+Cds2)。对公式(6)类推可得本发明恒流控制装置的实际输出电流值为:
I=0.5*Ipks*[(VB-VA-△V2)/S2]/[(VB-VA-△V2)/S2+(VB-VA-△V2)/S1+(△V2-△V1)/S1]。同样地,欲使本发明恒流控制装置实现输出电流值为恒定值I=Io=1/(1+k)的恒流输出,需满足如下条件:△V1=△V2,即等同于:Vgsp=Vgsn,Cds1=Cds2。
下面将以本发明恒流控制装置的较佳实施方式为例,对本发明恒流控制装置如何实现恒流输出作进一步说明:
在本发明恒流控制装置的第一个较佳实施方式中,该P沟道场效应管M1的输出电压值(即所述第一预定值)为(VA+Vgsp),该N沟道场效应管M2的输出电压值(即所述第二预定值)为(VA-Vgsn)。其中,Vgsp为该P沟道场效应管M1栅极与源极之间的电压值,Vgsn1为该N沟道场效应管M2栅极与源极之间的电压值。由于场效应管的宽长比与其栅源极之间的电压值成反比。即场效应管的宽长比越大,则该场效应管的栅源极之间的电压值越小。故本发明可通过对出厂前的P沟道场效应管M6以及N沟道场效应管M7的长宽比进行合理调整,即可实现Vgsp≈Vgsn。具体调整方法如下所示:如Vgsp>Vgsn,可加大该P沟道场效应管M6的长宽比,或降低该N沟道场效应管M7的长宽比来实现Vgsp≈Vgsn;如Vgsp<Vgsn,则可降低P沟道场效应管M6的长宽比,或加大该N沟道场效应管M7的长宽比来实现Vgsp≈Vgsn。
在本发明的恒流控制装置中,通过对场效应管M6及场效应管M7的长宽比进行适当调整,可以实现Vgsp≈Vgsn。通过对场效应管M1和场效应管M2的面积进行适当调整,可以实现Cds1=Cds2。由Vgsp≈Vgsn,以及Cds1=Cds2,可得△V1=△V2,即I=Io=1/(1+k)。故在本发明恒流控制装置中,可通过对场效应管M6及场效应管M7的长宽比进行合理调整,以及对场效应管M1及场效应管M2的面积进行调整,以此来消除电容C106产生的跳变电压对本发明恒流控制装置输出电流精度的影响。本发明恒流控制装置以此来实现输出电流值为I=1/(1+k)的恒流输出。
在本发明恒流控制装置的第二个实施方式中,对电压转换模块4(即电压缓冲器)的输出端Vout1和Vout2的输出电压值进行适当调节,使该电压转换模块4的输出电压值与其输入端Vin的电压值(即电容C106的输出电压VCV)相等。即(VCV=VCV+Vgsp=VCV-Vgsn),可得Vgsp=Vgsn=0,△V1=△V2=0,最终得到I=Io=1/(1+k),从而使得本发明恒流控制装置实现了恒流输出。故在本发明的恒流控制装置中,通过对电压转换模块4的输出电压值进行适当调节,使该电压转换模块4的输入端Vin的电压值与其输出端Vout1和Vout2的输出电压值分别相等。则电容C106在充电模式和放电模式的切换瞬间不会产生跳变电压。因此,该电容C106不会对本发明恒流控制装置的输出电流精度造成任何影响。本发明恒流控制装置以此来实现输出电流值为I=1/(1+k)的恒流输出。
与现有技术的恒流控制器相比,在本发明恒流控制装置中,可通过对场效应管M6及场效应管M7的大小及长宽比进行适当调整,使得跳变电压△V1=△V2,以此来消除电容C106对本发明恒流控制装置输出电流精度的影响,实现恒流输出。在本发明恒流控制装置中,还可通过对电压转换模块4的输出电压值进行适当调节,使该电压转换模块4输入端Vin的电压值与其输出端Vout1和Vout2的输出电压值分别相等,从而避免了电容C106的跳变电压的产生,实现恒流输出。本发明恒流控制装置的实际输出电流值I与VB和VA的值无关,即本发明恒流控制装置的输出电流不随系统输入和输出条件的变化而变化。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已,并不用以限制本发明,凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等,均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (6)
1.一种恒流控制装置,包括FB波形检测模块(5)、三角波生成模块(7)和输出模块(6),其特征在于,所述三角波生成模块(7)增加了对其输出电压(VCV)进行反馈控制的电压转换模块(4),所述电压转换模块(4)用于消除寄生电容对三角波生成模块(7)输出电压(VCV)的影响,减小该三角波生成模块(7)输出电压(VCV)的非线性失真,所述输出模块(6)用于根据所述三角波生成模块(7)的输出电压(VCV)和控制端(CS)输入电压的变化,输出相应的电压波形,驱动电源系统的功率开关管,从而实现输出恒定电流;
所述三角波生成模块(7)包括第一电流源(1)、第二电流源(2)、第一开关、第二开关、第三开关、第四开关,电容(C106)、第二场效应管和反相器(3);所述电容(C106)的正极连接电压转换模块(4)的输入端(Vin),其负极接地;所述第一电流源(1)通过第一开关连接电容(C106)的正极,同时通过第四开关连接到电压转换模块(4)的第一输出端;所述第二场效应管的源极接地,其栅极连接第二电流源(2),该第二场效应管的漏极通过第三开关连接电压转换模块(4)的第二输出端,同时通过第二开关连接电容(C106)的正极;所述反相器(3)的输入端连接第二开关、第四开关以及FB波形检测模块(5),其输出端连接第一开关和第三开关,FB波形检测模块(5)的控制信号通过反向器(3)、第一开关、第二开关、第三开关和第四开关对电容(C106)的充电和放电进行控制;所述电压转换模块(4)的输入端(Vin)与电容(C106)的正极连接,其第一输出端和第二输出端分别连接第三开关和第四开关;
所述第一电流源(1)包括第一场效应管和第五场效应管,所述第一场效应管的栅极和源极分别连接所述第五场效应管的栅极和源极,所述第一场效应管的漏极通过第一开关连接所述电容(C106)的正极,并通过第四开关连接所述电压转换模块(4)的第一输出端;
所述电压转换模块(4)包括第六场效应管和第七场效应管;
所述第六场效应管的漏极接地,其源极连接所述电压转换模块(4)的第一输出端和第四开关,用于将所述第一场效应管的漏极电压钳位于一第一预定值;
所述第七场效应管的漏极接入所述电压转换模块(4)的工作电压,其源极连接所述电压转换模块(4)的第二输出端和第三开关,用于将所述第二场效应管的漏极电压钳位于一第二预定值。
2.根据权利要求1所述的恒流控制装置,其特征在于,所述第二电流源(2)包括第三场效应管和第四场效应管,所述第三场效应管和所述第四场效应管的源极接地,所述第三场效应管的栅极连接所述第四场效应管的栅极并接入偏置电流(Ibias),所述第四场效应管的漏极接入偏置电流(Ibias)。
3.根据权利要求2所述的恒流控制装置,其特征在于,所述第二场效应管的栅极连接于所述第三场效应管的栅极和所述第四场效应管的栅极之间,以接入偏置电流(Ibias)。
4.根据权利要求3所述的恒流控制装置,其特征在于,所述第五场效应管的漏极连接所述第三场效应管的漏极,用于通过该第三场效应管连接到所述电容(C106)的负极并接地。
5.根据权利要求1所述的恒流控制装置,其特征在于,所述电容(C106)的正极连接于所述第六场效应管的栅极和所述第七场效应管的栅极之间。
6.一种恒流开关电源,其特征在于,包括变压器、连接到所述变压器的原边第一输入端和第二输入端之间的分压电路、主开关管和输出电路,其特征在于,所述恒流开关电源还包括如权利要求1-10中任一权利要求所述的恒流控制装置,所述恒流控制装置的电源端(VCC)连接所述变压器的原边第一输入端,所述恒流控制器的反馈控制端(FB)连接到所述分压电路的分压点,所述恒流控制装置的输出端(OUT)连接所述主开关管的栅极,所述恒流控制装置的控制端(CS)连接到所述主开关管的源极。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN201310185814.2A CN103269151B (zh) | 2013-05-17 | 2013-05-17 | 恒流开关电源及其恒流控制装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN201310185814.2A CN103269151B (zh) | 2013-05-17 | 2013-05-17 | 恒流开关电源及其恒流控制装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
CN103269151A CN103269151A (zh) | 2013-08-28 |
CN103269151B true CN103269151B (zh) | 2015-10-28 |
Family
ID=49012764
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
CN201310185814.2A Active CN103269151B (zh) | 2013-05-17 | 2013-05-17 | 恒流开关电源及其恒流控制装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
CN (1) | CN103269151B (zh) |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN107733032B (zh) * | 2017-10-30 | 2018-10-23 | 华南理工大学 | 一种升压式无线充电接收电路 |
CN108572686B (zh) * | 2018-07-18 | 2024-02-06 | 富满微电子集团股份有限公司 | 一种应用于ac-dc系统的恒流装置 |
CN111884609A (zh) * | 2020-08-03 | 2020-11-03 | 广芯电子技术(上海)股份有限公司 | D类音频功放及用于其中的采样三角波产生电路 |
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CN102237812A (zh) * | 2010-04-26 | 2011-11-09 | 辉芒微电子(深圳)有限公司 | 原边反馈开关电源控制器和开关电源系统 |
CN102364990A (zh) * | 2011-02-01 | 2012-02-29 | 杭州士兰微电子股份有限公司 | 一种原边控制led恒流驱动开关电源控制器及其方法 |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007074190A (ja) * | 2005-09-06 | 2007-03-22 | Rohm Co Ltd | 三角波発生回路ならびにそれを用いたパルス幅変調器およびスイッチングレギュレータ |
-
2013
- 2013-05-17 CN CN201310185814.2A patent/CN103269151B/zh active Active
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CN102364990A (zh) * | 2011-02-01 | 2012-02-29 | 杭州士兰微电子股份有限公司 | 一种原边控制led恒流驱动开关电源控制器及其方法 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CN103269151A (zh) | 2013-08-28 |
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PB01 | Publication | ||
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