CN103259429A - 一种逆变电源装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种逆变电源装置，用于将直流电源输出的直流电转换成交流电，包括前级电流馈电电路和后级逆变电路，所述电流馈电电路包括：依次串接的半桥变换器、隔离变压器和整流电路；所述后级逆变电路包括：储能电路和单极性全桥高频逆变电路，所述储能电路连接在所述电流馈电电路的两个输出端之间，所述单极性全桥高频逆变电路用于将所述电流馈电电路输出的直流电压转换为交流电压。利用本发明逆变电源装置，可以在保证能量转换效率的情况下，降低控制的复杂度，方便无功调节和功率扩容。

Description

一种逆变电源装置

技术领域

本发明涉及电压转换技术领域，具体涉及一种逆变电源装置。

背景技术

目前，在光伏发电领域，还是以一体式并网发电为主。光伏并网发电系统通过并网逆变器将太阳能电池板的直流电转换成与电网电压同频、同相的交流电并输送给电网，因此，并网逆变器是光伏并网发电系统的核心设备，它的可靠性、高效性和安全性会影响到整个发电系统，直接关系到电站发电量及运行稳定。

光伏并网微逆变器(简称微逆变器)与单个光伏组件相连，可以将光伏组件输出的直流电直接变换成交流电并传输到电网，并保证输出电流与电网电压频率、相位完全一致。在两级式光伏并网发电系统中，并网逆变器只需进行逆变控制，光伏阵列最大功率点跟踪(MPPT)由前级DC/DC变换器完成，并网逆变器通过控制DC/DC变换器的输出电压实现系统功率平衡。

在现有技术中，微逆变器拓扑结构大部分以反激式前级结合后级工频换向来实现，如图1所示。其中，前级中的开关管Q1通过软开关进行控制，后级中的四个开关管T1-T4工频切换将电容C1端能量传输到电网，图2是图1所示微逆变器中间电容C1两端的电压波形。

由图2可以看出，传统微型逆变器前级反激式电路输出的不是恒定的直流电，无法实现无功调节。另外，在这种结构的微逆变器中，变压器T不仅要用于储能，而且还要用于传输能量，因此需要开气隙，故前级反激式电路无法将功率做大，即使功率做大，效率也很低。而且，为了实现软开关，不仅需要选用较高性能的控制器，而且设计上比较复杂，有时还需要增加一些辅助电路。

发明内容

本发明实施例针对上述现有技术存在的问题，提供一种逆变电源装置，在保证能量转换效率的情况下，降低控制的复杂度，方便功率扩容。

为此，本发明实施例提供如下技术方案：

一种逆变电源装置，用于将直流电源输出的直流电转换成交流电，包括前级电流馈电电路和后级逆变电路，所述电流馈电电路包括：依次串接的半桥变换器、隔离变压器和整流电路；所述后级逆变电路包括：储能电路和单极性全桥高频逆变电路，所述储能电路连接在所述电流馈电电路的两个输出端之间，所述单极性全桥高频逆变电路用于将所述电流馈电电路输出的直流电压转换为交流电压。

优选地，所述半桥变换器包括：第一电感、第二电感、第一开关器件和第二开关器件；

第一电感与第一开关器件串联连接，第一电感的第一端连接所述直流电源的正端，第一电感的第二端连接第一开关器件的第一端和所述隔离变压器的原边的同名端，第一开关器件的第二端连接所述直流电源的负端；

第二电感与第二开关器件串联连接，第二电感的第一端连接所述直流电源的正端，第二电感的第二端连接第二开关器件的第一端和所述隔离变压器的原边的异名端，第二开关器件的第二端连接所述直流电源的负端。

优选地，所述第一开关器件和第二开关器件以不同的脉冲信号触发动作，并且在任意时刻，所述第一开关器件和第二开关器件中有至少一个导通。

优选地，所述整流电路为全波整流电路，包括：四个二极管，其中第一二极管的阳极和第三二极管的阴极一起连接到所述隔离变压器的副边的同名端，第二二极管的阳极和第四二极管的阴极一起连接到所述隔离变压器的副边的异名端；

第一二极管的阴极与第二二极管的阴极相连并作为所述电流馈电电路的第一输出端；

第三二极管的阳极与第四二极管的阳极相连并作为所述电流馈电电路的第二输出端。

优选地，所述单极性全桥高频逆变电路包括：四个开关器件，其中：

第三开关器件的第一端和第五开关器件的第一端一起连接到所述电流馈电电路的第一输出端；

第四开关器件的第二端和第六开关器件的第二端一起连接到所述电流馈电电路的第二输出端；

第三开关器件的第二端与第四开关器件的第一端相连作为所述单极性全桥高频逆变电路的一个输出端，第五开关器件的第二端与第六开关器件的第一端相连作为所述单极性全桥高频逆变电路的另一个输出端。

优选地，在一个工作周期内的前半周期，第三开关器件以高频脉冲信号触发动作，第六开关器件导通，第五开关器件和第四开关器件关断；在一个工作周期内的后半周期，第四开关器件以高频脉冲信号触发动作，第五开关器件导通，第三开关器件和第六开关器件关断。

优选地，所述高频脉冲信号为PWM脉冲信号。

优选地，所述后级逆变电路还包括：

滤波电路，连接在所述单极性全桥高频逆变电路的两个输出端之间，用于滤除所述单极性全桥高频逆变电路输出信号中的高频分量。

优选地，所述滤波电路包括：第三电感和第四电感，其中，第三电感的第一端连接所述单极性全桥高频逆变电路的第一输出端，第四电感的第一端连接所述单极性全桥高频逆变电路的第二输出端，第三电感的第二端和第四电感的第二端分别连接于交流负载或电网的两端。

优选地，所述滤波电路还包括：

第二电容，连接在所述第三电感的第二输出端与所述第四电感的第二输出端之间。

本发明实施例提供的逆变电源装置，采用前级半桥馈电和后级全桥逆变的两级拓扑结构，其中后级全桥逆变电路采用高频单极性PWM调制，不仅适用于微逆变器的应用场合，而且还适用于小功率带隔离应用的场合。前级采用电流馈电方式，相对于现有技术中反激式前级拓扑结构而言，更利于功率扩容。而且，前级电流馈电拓扑结构中的开关器件不需要考虑直通的问题，无需死区控制，不仅控制更简单，而且由于具有瞬时阻抗很高的电感的存在，使得开关器件可以实现零电压导通和关断，减少了开关损耗，提高了整体效率。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明中记载的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是现有技术中微逆变器拓扑结构示意图；

图2是图1所示微逆变器中间电容C1两端的电压波形；

图3是本发明实施例逆变电源装置的原理示意图

图4是本发明实施例逆变电源装置的一种具体拓扑结构示意图；

图5是本发明实施例中开关器件S1、S2的驱动波形及电感电流及变压器原边电压电流波形示意图；

图6是本发明实施例中前级电流馈电电路在图5所示驱动信号下第一阶段时的电流回路示意图；

图7是本发明实施例中前级电流馈电电路在图5所示驱动信号下第二阶段时的电流回路示意图；

图8是本发明实施例中前级电流馈电电路在图5所示驱动信号下第三阶段时的电流回路示意图；

图9是本发明实施例中前级电流馈电电路在图5所示驱动信号下第四阶段时的电流回路示意图；

图10是本发明实施例中后级逆变电路工作过程中各开关器件的驱动信号示意图；

图11是本发明实施例中后级逆变电路在电网电压正半周期PWM脉冲触发导通时的电流回路示意图；

图12是本发明实施例中后级逆变电路在电网电压正半周期PWM脉冲关断时的电流回路示意图；

图13是本发明实施例中后级逆变电路在电网电压负半周期PWM脉冲触发导通时的电流回路示意图；

图14是本发明实施例中后级逆变电路在电网电压负半周期PWM脉冲关断时的电流回路示意图。

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明实施例的方案，下面结合附图和实施方式对本发明实施例作进一步的详细说明。

如图3所示，是本发明实施例逆变电源装置的原理示意图。

该逆变电源装置用于将直流电源30输出的直流电转换成交流电，包括前级电流馈电电路31和后级逆变电路32。其中，所述电流馈电电路31包括：依次串接的全桥变换器311、隔离变压器312和整流电路313；所述后级逆变电路32包括：储能电路321和单极性全桥高频逆变电路322。其中，储能电路321连接在所述电流馈电电路31的两个输出端之间，所述单极性全桥高频逆变电路322用于将所述电流馈电电路31输出的直流电压转换为交流电压。

需要说明的是，在本发明逆变电源装置中，所述后级逆变电路32还可进一步包括：滤波电路(未图示)，连接在所述单极性全桥高频逆变电路的两个输出端之间，用于滤除所述单极性全桥高频逆变电路输出信号中的高频分量。所述滤波电路可以是L型，LC型、LCL型等拓扑结构。

图4是本发明实施例逆变电源装置的一种具体拓扑结构示意图。

在该实施例中，电流馈电电路31中的全桥变换器包括：第一电感L1、第二电感L2、第一开关器件S1和第二开关器件S2。其中：

第一电感L1与第一开关器件S1串联连接，第一电感L1的第一端连接所述直流电源30的正端，第一电感L1的第二端连接第一开关器件S1的第一端和隔离变压器T的原边的同名端，第一开关器件S1的第二端连接所述直流电源30的负端；

第二电感L2与第二开关器件S2串联连接，第二电感L2的第一端连接所述直流电源30的正端，第二电感L2的第二端连接第二开关器件S2的第一端和隔离变压器T的原边的异名端，第二开关器件S2的第二端连接所述直流电源30的负端。

在该实施例中，电流馈电电路31中的整流电路为全波整流电路，包括：四个二极管，分别是第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3和第四二极管D4。其中：

第一二极管D1的阳极和第三二极管D3的阴极一起连接到隔离变压器T的副边的同名端，第二二极管D2的阳极和第四二极管D4的阴极一起连接到隔离变压器T的副边的异名端；

第一二极管D1的阴极与第二二极管D2的阴极相连，其连接点作为所述电流馈电电路31的第一输出端；

第三二极管D3的阳极与第四二极管D4的阳极相连，其连接点作为所述电流馈电电路31的第二输出端。

在该实施例中，后级逆变电路32中的储能电路具体为第一电容C1。后级逆变电路32中的单极性全桥高频逆变电路包括：四个开关器件，如图4所示，分别是第三开关器件、第四开关器件、第五开关器件和第六开关器件。

如图4所示，单极性全桥高频逆变电路中的各开关器件包括：开关管和与所述开关管反并联的二极管。所述开关管可以是半导体开关管，比如MOSFET(高压金属氧化物硅场效应晶体管)、IGBT(绝缘栅双极晶体管)、IGCT(集成门极换流晶闸管)、IEGT(增强注入栅晶体管)等。所述二极管可以是独立二极管或所述开关管内部自带的反并联二极管。所述开关管的漏极或集电极与所述二极管的阴极相连构成所述开关器件的第一端，所述开关管的源极或发射极与所述二极管的阳极相连构成所述开关器件的第二端。当然，本发明实施例并不限定上述开关管的类型，还可以是其它类型的开关管。

如图4所示，第三开关器件由第三开关管T3和第三二极管VD3组成，第四开关器件由第四开关管T4和第四二极管VD4组成，第五开关器件由第五开关管T5和第五二极管VD5组成，第六开关器件由第六开关管T6和第六二极管VD6组成。

在该实施例中，第三开关器件的第一端和第五开关器件的第一端一起连接到所述电流馈电电路的第一输出端；第四开关器件的第二端和第六开关器件的第二端一起连接到所述电流馈电电路的第二输出端；第三开关器件的第二端与第四开关器件的第一端相连作为所述单极性全桥高频逆变电路的一个输出端，第五开关器件的第二端与第六开关器件的第一端相连作为所述单极性全桥高频逆变电路的另一个输出端。

在图4中，所述滤波电路具体为LC双电感型拓扑结构，具体包括：第三电感L3、第四电感L4和第二电容C2，其中，第三电感L3的第一端连接所述单极性全桥高频逆变电路的第一输出端，即第三开关器件的第二端和第四开关器件的第一端；第四电感的第一端连接所述单极性全桥高频逆变电路的第二输出端，即第五开关器件的第二端和第六开关器件的第一端；第三电感L3的第二端和第四电感L4的第二端分别连接第二电容C2的一端。

当然，所述滤波电路还可以是L型，LC单电感型，LCL型等拓扑结构。

上述开关器件S1、S2，以及开关管T3至T6可以是MOSFET，相应地，所述开关器件的第一端是指MOSFET的D极，第二端是指MOSFET的S极。

上述开关器件S1、S2，以及开关管T3至T6也可以是IGBT，相应地，所述开关器件的第一端是指IGBT的集电极，第二端是指IGBT的发射极。

上述直流电源30可以是一发电机，比如太阳能发电机。

下面结合图4对本发明实施例逆变电源装置中前级电流馈电电路的工作原理做详细说明。

如图5所示，是开关器件S1、S2的驱动波形及电感电流及变压器原边电压电流波形示意图。

由图5可以看出，第一开关器件S1、第二开关器件S2以不同的脉冲信号触发动作，但在任意一个时刻，这两个开关器件S1、S2总有一个是导通或都是导通的，以确保第一电感L1和第二电感L2中的电流有畅通的回路。

当第一开关器件S1导通、第二开关器件S2关断时，第一电感L1储能，流经第一电感L1的电流i1线性增长。第二电感L2释放能量，流经第二电感L2的电流i2线性下降。释放的能量由变压器T的原边耦合到变压器T的副边。变压器T的副边、第二二极管D2及第三二极管D3构成回路，将能量传递到负载端。

当第二开关器件S2导通，第一开关器件S1关断时，第二电感L2储能，流经第二电感L2的电流i2线性增长。第一电感L1释放能量，流经第一电感L1的电流i1线性下降。释放的能量由变压器T的原边耦合到变压器T的副边。变压器T的副边、第一二极管D1及第四二极管D4构成回路，将能量传递到负载端。

当第一开关器件S1、第二开关器件S2同时导通时，第一电感L1、第二电感L2直接接在直流电源PV两端，两个电感均处于储能状态，电流i1、i2线性增长。此时变压器T一次侧短路，不向二次侧传递能量，负载端仅靠第一电容C1放电维持。

本发明实施例中前级电流馈电电路的一个工作周期分为四个阶段，如图5所示，从t0开始，到t4结束。下面分别对这四个阶段进行详细说明。

在下面的说明中，以PV表示所述直流电源30。

第一阶段t0-t1：在t0时刻，第一开关器件S1、第二开关器件S2导通，第一电感L1、第二电感L2直接接在直流电源PV两端，第一电感L1、第二电感L2均处于储能状态，电流i1、i2线性增长。此时，变压器T一次侧短路，不向二次侧传递能量，负载端仅靠第一电容C1放电维持。

在第一阶段的电流回路如图6所示，具体如下：

变压器T一次侧电流回路：PV→L1→S1→PV；

PV→L2→S2→PV；

变压器T二次侧电流回路：C1→负载→C1。

第二阶段t1-t2：在t1时刻，第二开关器件S2关断，此时第一开关器件S1处于导通状态。第一电感L1还接在直流电源PV两端，处于储能状态，电流i1线性增长。第二电感L2释放能量，电流i2线性下降。释放的能量由变压器T的原边耦合到变压器T的副边，变压器T的副边、第二二极管D2、第一电容C1及负载、第三二极管D3构成回路，将能量传递到第一电容C1及负载端。

在第二阶段的电流回路如图7所示，具体如下：

变压器T一次侧电流回路：PV→L1→S1→PV；

PV→L2→T→S1→PV；

变压器T二次侧电流回路：T→D2→C1及负载→D3→T。

第三阶段t2-t3：在t2时刻，第二开关器件S2导通。该阶段第一开关器件S1和第二开关器件S2均处于导通状态，第一电感L1、第二电感L2直接接在直流电源PV两端，两个电感均处于储能状态，电流i1、i2线性增长。此时变压器T一次侧短路，不向二次侧传递能量，负载端仅靠第一电容C1放电维持。

在第三阶段的电流回路如图8所示，具体如下：

变压器一次侧电流回路：PV→L1→S1→PV；

PV→L2→S2→PV；

变压器二次侧电流回路：C1→负载→C1。

第四阶段t3-t4：在t3时刻，第一开关器件S1关断，此时第二开关器件S2处于导通状态；第二电感L2还接在直流电源PV两端，处于储能状态，电流i2线性增长。第一电感L1释放能量，电流i1线性下降。释放的能量由变压器T的原边耦合到变压器T的副边，变压器T的副边、第一二极管D1、第一电容C1及负载、第四二极管D4构成回路，将能量传递到第一电容C1及负载端。

在第四阶段的电流回路如图9所示，具体如下：

变压器一次侧电流回路：PV→L2→S2→PV；

PV→L1→T→S2→PV；

变压器二次侧电流回路：T→D1→C1及负载→D4→T。

上述t0-t4为一个完整周期，之后的电路状态重复之前的四个阶段。

下面继续结合图4对本发明实施例逆变电源装置中后级逆变电路的工作原理做详细说明。

在本发明实施例中，后级逆变电路的一个工作周期由前半周期和后半周期组成，对应的逆变电路在一个工作周期内的工作过程分为两个阶段，分别是电网电压为正时的工作阶段和电网电压为负时的工作阶段。

一个工作周期中，后级逆变电路中各开关器件的一种驱动信号波形如图10所示。其中，S3、S4、S5和S6分别表示第三开关器件、第四开关器件、第五开关器件和第六开关器件的驱动信号，V_AC表示所述后级逆变电路的输出信号。

在第一阶段0～T/2(T表示一个工频周期，即电网电压信号周期)，对应于电网电压为正时的工作阶段，第三开关器件以高频PWM信号触发动作，第六开关器件的驱动信号保持高电平，使第六开关器件导通，第五开关器件和第四开关器件的驱动信号保持低电平，使第五开关器件和第四开关器件关断。

在该阶段，当第三开关器件和第六开关器件导通时，电流回路为：Vdc+→S3→L3→AC→L4→S6→Vdc-，如图11所示。

在该阶段，当第三开关器件关断、第六开关器件导通时，由于第三电感L3和第四电感L4中的电流不能突变，因此，第四二极管VD4导通，形成续流回路：L3→AC→L4→S6→VD4→L3，如图12所示。

在第二阶段T/2～T，对应于电网电压为负时的工作阶段，第四开关器件以高频PWM信号触发动作，第四开关器件的驱动信号保持高电平，使第五开关器件导通，第三开关器件和第六开关器件的驱动信号保持低电平，使第三开关器件和第六开关器件关断。

在该阶段，当第四开关器件和第五开关器件导通时，电流回路为：Vdc+→S5→L4→AC→L3→S4→Vdc-，如图13所示。

在该阶段，当第四开关器件关断、第五开关器件导通时，由于第三电感L3和第四电感L4中的电流不能突变，因此，第六二极管VD6导通，形成续流回路：L3→S4→VD6→L4→AC→L3，如图14所示。

上述高频脉冲信号可以是PWM脉冲信号。

需要说明的是，本发明实施例中的前级电流馈电路和后级逆变电路可以独立工作，换言之，前级开关器件S1和开关器件S2的驱动与后级逆变电路中的开关器件的驱动可以独立控制，互不影响。

由上述工作过程可以看出，本发明实施例提供的逆变电源装置，采用前级半桥馈电和后级全桥逆变的两级拓扑结构，其中后级全桥逆变电路采用高频双极性PWM调制，不仅适用于微逆变器的应用场合，而且还适用于小功率带隔离应用的场合。前级采用电流馈电方式，相对于现有技术中反激式前级拓扑结构而言，更利于功率扩容。而且，前级电流馈电拓扑结构中的开关器件不需要考虑直通的问题，无需死区控制，不仅控制更简单，而且由于具有瞬时阻抗很高的电感的存在，使得开关器件可以实现零电压导通和关断，减少了开关损耗，提高了整体效率。另外，通过前级隔离变压器的电气隔离，很好地解决了漏电流的问题，无需增加漏电流吸收装置，更利于提高效率。

另外，由于前级电流馈电电路输出恒定的直流电，从而可以使后级逆变电路进行高频逆变，实现无功调节。

以上对本发明实施例进行了详细介绍，本文中应用了具体实施方式对本发明进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的设备；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (10)

1.一种逆变电源装置，用于将直流电源输出的直流电转换成交流电，其特征在于，包括前级电流馈电电路和后级逆变电路，所述电流馈电电路包括：依次串接的半桥变换器、隔离变压器和整流电路；所述后级逆变电路包括：储能电路和单极性全桥高频逆变电路，所述储能电路连接在所述电流馈电电路的两个输出端之间，所述单极性全桥高频逆变电路用于将所述电流馈电电路输出的直流电压转换为交流电压。

2.根据权利要求1所述的逆变电源装置，其特征在于，所述半桥变换器包括：第一电感、第二电感、第一开关器件和第二开关器件；

第一电感与第一开关器件串联连接，第一电感的第一端连接所述直流电源的正端，第一电感的第二端连接第一开关器件的第一端和所述隔离变压器的原边的同名端，第一开关器件的第二端连接所述直流电源的负端；

第二电感与第二开关器件串联连接，第二电感的第一端连接所述直流电源的正端，第二电感的第二端连接第二开关器件的第一端和所述隔离变压器的原边的异名端，第二开关器件的第二端连接所述直流电源的负端。

3.根据权利要求2所述的逆变电源装置，其特征在于，所述第一开关器件和第二开关器件以不同的脉冲信号触发动作，并且在任意时刻，所述第一开关器件和第二开关器件中有至少一个导通。

4.根据权利要求1所述的逆变电源装置，其特征在于，所述整流电路为全波整流电路，包括：四个二极管，其中第一二极管的阳极和第三二极管的阴极一起连接到所述隔离变压器的副边的同名端，第二二极管的阳极和第四二极管的阴极一起连接到所述隔离变压器的副边的异名端；

第一二极管的阴极与第二二极管的阴极相连并作为所述电流馈电电路的第一输出端；

第三二极管的阳极与第四二极管的阳极相连并作为所述电流馈电电路的第二输出端。

5.根据权利要求4所述的逆变电源装置，其特征在于，所述单极性全桥高频逆变电路包括：四个开关器件，其中：

第三开关器件的第一端和第五开关器件的第一端一起连接到所述电流馈电电路的第一输出端；

第四开关器件的第二端和第六开关器件的第二端一起连接到所述电流馈电电路的第二输出端；

第三开关器件的第二端与第四开关器件的第一端相连作为所述单极性全桥高频逆变电路的一个输出端，第五开关器件的第二端与第六开关器件的第一端相连作为所述单极性全桥高频逆变电路的另一个输出端。

6.根据权利要求5所述的逆变电源装置，其特征在于，在一个工作周期内的前半周期，第三开关器件以高频脉冲信号触发动作，第六开关器件导通，第五开关器件和第四开关器件关断；在一个工作周期内的后半周期，第四开关器件以高频脉冲信号触发动作，第五开关器件导通，第三开关器件和第六开关器件关断。

7.根据权利要求6所述的逆变电源装置，其特征在于，所述高频脉冲信号为PWM脉冲信号。

8.根据权利要求1至7任一项所述的逆变电源装置，其特征在于，所述后级逆变电路还包括：

滤波电路，连接在所述单极性全桥高频逆变电路的两个输出端之间，用于滤除所述单极性全桥高频逆变电路输出信号中的高频分量。

9.根据权利要求8所述的逆变电源装置，其特征在于，所述滤波电路包括：第三电感和第四电感，其中，第三电感的第一端连接所述单极性全桥高频逆变电路的第一输出端，第四电感的第一端连接所述单极性全桥高频逆变电路的第二输出端，第三电感的第二端和第四电感的第二端分别连接于交流负载或电网的两端。

10.根据权利要求9所述的逆变电源装置，其特征在于，所述滤波电路还包括：

第二电容，连接在所述第三电感的第二输出端与所述第四电感的第二输出端之间。

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