CN103259441A - 一种逆变电源装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种逆变电源装置，用于将直流电源输出的直流电转换成交流电，包括前级电流馈电电路和后级逆变电路，所述电流馈电电路包括：依次串接的全桥变换器、隔离变压器和整流电路；所述后级逆变电路包括：储能电路和双极性全桥高频逆变电路，所述储能电路连接在所述电流馈电电路的两个输出端之间，所述双极性全桥高频逆变电路用于将所述电流馈电电路输出的直流电压转换为交流电压。利用本发明逆变电源装置，可以在保证能量转换效率的情况下，降低控制的复杂度，方便无功调节和功率扩容。

Description

一种逆变电源装置

技术领域

本发明涉及电压转换技术领域，具体涉及一种逆变电源装置。

背景技术

目前，在光伏发电领域，还是以一体式并网发电为主。光伏并网发电系统通过并网逆变器将太阳能电池板的直流电转换成与电网电压同频、同相的交流电并输送给电网，因此，并网逆变器是光伏并网发电系统的核心设备，它的可靠性、高效性和安全性会影响到整个发电系统，直接关系到电站发电量及运行稳定。

光伏并网微逆变器(简称微逆变器)与单个光伏组件相连，可以将光伏组件输出的直流电直接变换成交流电并传输到电网，并保证输出电流与电网电压频率、相位完全一致。在两级式光伏并网发电系统中，并网逆变器只需进行逆变控制，光伏阵列最大功率点跟踪(MPPT)由前级DC/DC变换器完成，并网逆变器通过控制DC/DC变换器的输出电压实现系统功率平衡。

在现有技术中，微逆变器拓扑结构大部分以反激式前级结合后级工频换向来实现，如图1所示。其中，前级中的开关管Q1通过软开关进行控制，后级中的四个开关管T1-T4工频切换将电容C1端能量传输到电网，图2是图1所示微逆变器中间电容C1两端的电压波形。

由图2可以看出，传统微型逆变器前级反激式电路输出的不是恒定的直流电，无法实现无功调节。另外，在这种结构的微逆变器中，变压器T不仅要用于储能，而且还要用于传输能量，因此需要开气隙，故前级反激式电路无法将功率做大，即使功率做大，效率也很低。而且，为了实现软开关，不仅需要选用较高性能的控制器，而且设计上比较复杂，有时还需要增加一些辅助电路。

发明内容

本发明实施例针对上述现有技术存在的问题，提供一种逆变电源装置，在保证能量转换效率的情况下，降低控制的复杂度，方便功率扩容。

为此，本发明实施例提供如下技术方案：

一种逆变电源装置，用于将直流电源输出的直流电转换成交流电，包括前级电流馈电电路和后级逆变电路，所述电流馈电电路包括：依次串接的全桥变换器、隔离变压器和整流电路；所述后级逆变电路包括：储能电路和双极性全桥高频逆变电路，所述储能电路连接在所述电流馈电电路的两个输出端之间，所述双极性全桥高频逆变电路用于将所述电流馈电电路输出的直流电压转换为交流电压。

优选地，所述全桥变换器包括：第一电感、第一开关器件、第二开关器件、第三开关器件和第四开关器件；

第一电感的第一端连接所述直流电源的正端，第一电感的第二端连接第一开关器件的第一端和第三开关器件的第一端，第二开关器件的第二端和第四开关器件的第二端连接所述直流电源的负端；

第一开关器件的第二端与第二开关器件的第一端一起连接到所述隔离变压器的原边的同名端，第三开关器件的第二端与第四开关器件的第一端一起连接到所述隔离变压器的原边的异名端。

优选地，所述第一开关器件和第四开关器件以第一脉冲信号触发动作，第二开关器件和第三开关器件以第二脉冲信号触发动作，所述第一脉冲信号和所述第二脉冲不同，并且在任意时刻，所述第一开关器件和第二开关器件中有至少一个导通。

优选地，所述整流电路为全波整流电路，包括：四个二极管，其中第一二极管的阳极和第三二极管的阴极一起连接到所述隔离变压器的副边的同名端，第二二极管的阳极和第四二极管的阴极一起连接到所述隔离变压器的副边的异名端；

第一二极管的阴极与第二二极管的阴极相连并作为所述电流馈电电路的第一输出端；

第三二极管的阳极与第四二极管的阳极相连并作为所述电流馈电电路的第二输出端。

优选地，所述双极性全桥高频逆变电路包括：四个开关器件，其中：

第五开关器件的第一端和第七开关器件的第一端一起连接到所述电流馈电电路的第一输出端；

第六开关器件的第二端和第八开关器件的第二端一起连接到所述电流馈电电路的第二输出端；

第五开关器件的第二端与第六开关器件的第一端相连作为所述双极性全桥高频逆变电路的一个输出端，第七开关器件的第二端与第八开关器件的第一端相连作为所述双极性全桥高频逆变电路的另一个输出端。

优选地，第五开关器件和第八开关器件以第一同步高频脉冲信号触发动作，第六开关器件和第七开关器件以第二同步高频脉冲信号触发动作，并且在一个工作周期内，第五开关器件与第六开关器件互补导通，并加入死区，第七开关器件与第八开关器件互补导通，并加入死区。

优选地，所述高频脉冲信号为PWM脉冲信号。

优选地，所述后级逆变电路还包括：

滤波电路，连接在所述双极性全桥高频逆变电路的两个输出端之间，用于滤除所述双极性全桥高频逆变电路输出信号中的高频分量。

优选地，所述滤波电路包括：第二电感和第三电感，其中，第二电感的第一端连接所述双极性全桥高频逆变电路的第一输出端，第三电感的第一端连接所述双极性全桥高频逆变电路的第二输出端，第二电感的第二端和第三电感的第二端分别连接于交流负载或电网的两端。

优选地，所述滤波电路还包括：

第二电容，连接在所述第二电感的第二输出端与所述第三电感的第二输出端之间。

本发明实施例提供的逆变电源装置，采用前级全桥馈电和后级全桥逆变的两级拓扑结构，其中后级全桥逆变电路采用高频双极性PWM调制，不仅适用于微逆变器的应用场合，而且还适用于小功率带隔离应用的场合。前级采用电流馈电方式，相对于现有技术中反激式前级拓扑结构而言，更利于功率扩容。而且，前级电流馈电拓扑结构中的开关器件不需要考虑直通的问题，无需死区控制，不仅控制更简单，而且由于具有瞬时阻抗很高的电感的存在，使得开关器件可以实现零电压导通和关断，减少了开关损耗，提高了整体效率。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明中记载的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是现有技术中微逆变器拓扑结构示意图；

图2是图1所示微逆变器中间电容C1两端的电压波形；

图3是本发明实施例逆变电源装置的原理示意图

图4是本发明实施例逆变电源装置的一种具体拓扑结构示意图；

图5是本发明实施例中开关器件S1至S4的驱动波形及电感电流及变压器原边电压电流波形示意图；

图6是本发明实施例中前级电流馈电电路在图5所示驱动信号下第一阶段时的电流回路示意图；

图7是本发明实施例中前级电流馈电电路在图5所示驱动信号下第二阶段时的电流回路示意图；

图8是本发明实施例中前级电流馈电电路在图5所示驱动信号下第三阶段时的电流回路示意图；

图9是本发明实施例中前级电流馈电电路在图5所示驱动信号下第四阶段时的电流回路示意图；

图10是本发明实施例中后级逆变电路工作过程中各开关器件的驱动信号示意图；

图11是本发明实施例中后级逆变电路在电网电压正半周期PWM脉冲触发导通时的电流回路示意图；

图12是本发明实施例中后级逆变电路在电网电压正半周期PWM脉冲关断时的电流回路示意图；

图13是本发明实施例中后级逆变电路在电网电压负半周期PWM脉冲触发导通时的电流回路示意图；

图14是本发明实施例中后级逆变电路在电网电压负半周期PWM脉冲关断时的电流回路示意图。

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明实施例的方案，下面结合附图和实施方式对本发明实施例作进一步的详细说明。

如图3所示，是本发明实施例逆变电源装置的原理示意图。

该逆变电源装置用于将直流电源30输出的直流电转换成交流电，包括前级电流馈电电路31和后级逆变电路32。其中，所述电流馈电电路31包括：依次串接的全桥变换器311、隔离变压器312和整流电路313；所述后级逆变电路32包括：储能电路321和双极性全桥高频逆变电路322。其中，储能电路321连接在所述电流馈电电路31的两个输出端之间，所述双极性全桥高频逆变电路322用于将所述电流馈电电路31输出的直流电压转换为交流电压。

需要说明的是，在本发明逆变电源装置中，所述后级逆变电路32还可进一步包括：滤波电路(未图示)，连接在所述双极性全桥高频逆变电路的两个输出端之间，用于滤除所述双极性全桥高频逆变电路输出信号中的高频分量。所述滤波电路可以是L型，LC型、LCL型等拓扑结构。

图4是本发明实施例逆变电源装置的一种具体拓扑结构示意图。

在该实施例中，电流馈电电路31中的全桥变换器包括：第一电感L1、第一开关器件S1、第二开关器件S2、第三开关器件S3和第四开关器件S4。其中：

第一电感L1的第一端连接所述直流电源30的正端，第一电感L1的第二端连接第一开关器件S1的第一端和第三开关器件S3的第一端，第二开关器件S2的第二端和第四开关器件S4的第二端连接所述直流电源30的负端；

第一开关器件S1的第二端与第二开关器件S2的第一端一起连接到所述隔离变压器T的原边的同名端，第三开关器件S3的第二端与第四开关器件S4的第一端一起连接到所述隔离变压器T的原边的异名端。

在该实施例中，电流馈电电路31中的整流电路为全波整流电路，包括：四个二极管，分别是第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3和第四二极管D4。其中：

第一二极管D1的阳极和第三二极管D3的阴极一起连接到隔离变压器T的副边的同名端，第二二极管D2的阳极和第四二极管D4的阴极一起连接到隔离变压器T的副边的异名端；

第一二极管D1的阴极与第二二极管D2的阴极相连，其连接点作为所述电流馈电电路31的第一输出端；

第三二极管D3的阳极与第四二极管D4的阳极相连，其连接点作为所述电流馈电电路31的第二输出端。

在该实施例中，后级逆变电路32中的储能电路具体为第一电容C1。后级逆变电路32中的双极性全桥高频逆变电路包括：四个开关器件，如图4所示，分别是第五开关器件、第六开关器件、第七开关器件和第八开关器件。

如图4所示，双极性全桥高频逆变电路中的各开关器件包括：开关管和与所述开关管反并联的二极管。所述开关管可以是半导体开关管，比如MOSFET(高压金属氧化物硅场效应晶体管)、IGBT(绝缘栅双极晶体管)、IGCT(集成门极换流晶闸管)、IEGT(增强注入栅晶体管)等。所述二极管可以是独立二极管或所述开关管内部自带的反并联二极管。所述开关管的漏极或集电极与所述二极管的阴极相连构成所述开关器件的第一端，所述开关管的源极或发射极与所述二极管的阳极相连构成所述开关器件的第二端。当然，本发明实施例并不限定上述开关管的类型，还可以是其它类型的开关管。

如图4所示，第五开关器件由第五开关管T5和第五二极管VD5组成，第六开关器件由第六开关管T6和第六二极管VD6组成，第七开关器件由第七开关管T7和第七二极管VD7组成，第八开关器件由第八开关管T8和第八二极管VD8组成。

在该实施例中，第五开关器件的第一端和第七开关器件的第一端一起连接到所述电流馈电电路的第一输出端；第六开关器件的第二端和第八开关器件的第二端一起连接到所述电流馈电电路的第二输出端；第五开关器件的第二端与第六开关器件的第一端相连作为所述双极性全桥高频逆变电路的一个输出端，第七开关器件的第二端与第八开关器件的第一端相连作为所述双极性全桥高频逆变电路的另一个输出端。

在图4中，所述滤波电路具体为LCL型拓扑结构，具体包括：第二电感L2、第三电感L3和第二电容C2，其中，第二电感L2的第一端连接所述双极性全桥高频逆变电路的第一输出端，即第五开关器件的第二端和第六开关器件的第一端；第三电感L3的第一端连接所述双极性全桥高频逆变电路的第二输出端，即第七开关器件的第二端和第八开关器件的第一端；第二电感L2的第二端和第三电感L3的第二端分别连接第二电容C2的一端。

当然，所述滤波电路还可以是L型，LC型等拓扑结构。

上述开关器件S1至S4，以及开关管T5至T8可以是MOSFET，相应地，上述开关器件的第一端是指MOSFET的D极，第二端是指MOSFET的S极。

上述开关器件S1至S4，以及开关管T5至T8也可以是IGBT，相应地，上述开关器件的第一端是指IGBT的集电极，第二端是指IGBT的发射极。

上述直流电源30可以是一发电机，比如太阳能发电机。

下面结合图4对本发明实施例逆变电源装置中前级电流馈电电路的工作原理做详细说明。

如图5所示，是开关器件S1至S4的驱动波形及电感电流及变压器原边电压电流波形示意图。

由图5可以看出，第一开关器件S1和第四开关器件S4以第一脉冲信号触发动作，第二开关器件S2和第三开关器件S3以第二脉冲信号触发动作，所述第一脉冲信号和所述第二脉冲不同，并且在任意时刻，所述第一开关器件S1和第二开关器件S2中有至少一个导通。

当第一开关器件S1、第四开关器件S4同时导通，第二开关器件S2、第三开关器件S3关断时，流经第一电感L1的电流i1经变压器T原边、第一开关器件S1、第四开关器件S4构成回路，同时第一二极管D1、第四二极管D4以及变压器的副边构成回路，传递到负载端。

当第二开关器件S2、第三开关器件S3同时导通，第一开关器件S1、第四开关器件S4关断时，流经第一电感L1的电流i1经变压器T原边、第二开关器件S2、第三开关器件S3构成回路，同时第二二极管D2、第三二极管D3以及变压器的副边构成回路，传递到负载端。

当开关器件S1、S4、S2、S3同时导通时，第一电感L1直接接在直流电源30两端，第一电感L1处于储能状态，电流i1线性增长。此时变压器T原边短路，不向副边传递能量，负载端仅靠储能电容C1放电维持。

本发明实施例中前级电流馈电电路的一个工作周期分为四个阶段，如图5所示，从t0开始，到t4结束。下面分别对这四个阶段进行详细说明。

在下面的说明中，以PV表示所述直流电源30。

第一阶段t0-t1：在t0时刻，第二开关器件S2、第三开关器件S3关断。该阶段第一开关器件S1和第四开关器件S4处于导通状态，第二开关器件S2和第三开关器件S3处于关断状态。变压器二次侧，二极管D1、D4导通，二极管D2、D3反向截止。能量由变压器传递到负载，并给第一电容C1充电。

在第一阶段的电流回路如图6所示，具体如下：

变压器一次侧电流回路：PV→L1→S1→T→S4→PV；

变压器二次侧电流回路：T→D1→C1及负载→D4→T。

第二阶段t1-t2：在t1时刻，第二开关器件S2、第三开关器件S3导通，此时开关器件S1、S2、S3、S4均处于导通状态；第一电感L1直接接在直流电源PV两端，流经第一电感L1的电流i1线性增长，变压器T一次绕组被第二开关器件S2、第四开关器件S4短路。无能量向二次侧传递。二极管D1、D4、D2、D3均反向截止。负载侧由第一电容C1放电维持。

在第二阶段的电流回路如图7所示，具体如下：

变压器一次侧电流回路：PV→L1→S1及S3→S2及S4→PV；

变压器二次侧电流回路：C1→负载→C1。

第三阶段t2-t3：在t2时刻，第一开关器件S1、第四开关器件S4关断。该阶段第二开关器件S2和第三开关器件S3处于导通状态，第一开关器件S1和第四开关器件S4处于关断状态。变压器T二次侧，第二二极管D2、第三二极管D3导通，第一二极管D1、第四二极管D4反向截止。能量由变压器T传递到负载，并给第一电容C1充电。

在第三阶段的电流回路如图8所示，具体如下：

变压器一次侧电流回路：PV→L1→S3→T→S2→PV；

变压器二次侧电流回路：T→D2→C1及负载→D3→T。

第四阶段t3-t4：在t3时刻，第一开关器件S1、第四开关器件S4导通，此时开关器件S1、S2、S3、S4均处于导通状态；第一电感L1直接接在直流电源PV两端，流经第一电感L1的电流i1线性增长，变压器T一次绕组被第二开关器件S2、第四开关器件S4短路。无能量向二次侧传递。二极管D1、D4、D2、D3均反向截止。负载侧由第一电容C1放电维持。

在第四阶段的电流回路如图9所示，具体如下：

变压器一次侧电流回路：PV→L1→S1及S3→S2及S4→PV；

变压器二次侧电流回路：C1→负载→C1。

上述t0-t4为一个完整周期，之后的电路状态重复之前的四个阶段。

下面继续结合图4对本发明实施例逆变电源装置中后级逆变电路的工作原理做详细说明。

在本发明实施例中，所述双极性全桥高频逆变电路中的四个开关器件采用双极性PWM信号驱动，各开关器件的一种驱动信号波形如图10所示。其中，S5、S6、S7和S8分别表示第五开关器件、第六开关器件、第七开关器件和第八开关器件的驱动信号，V_AC表示所述后级逆变电路的输出信号。

由图10可以看出，第五开关器件和第八开关器件以第一高频脉冲信号触发动作，第六开关器件和第七开关器件以第二高频脉冲信号触发动作，所述第一高频脉冲信号和所述第二高频脉冲信号不同，并且在一个工作周期内，第五开关器件与第六开关器件互补导通，并加入死区，第七开关器件与第八开关器件互补导通，并加入死区。

后级逆变电路的工作过程可分为四种工作状态，分别为：

(1)第五开关管T5、第八开关管T8的驱动信号为高电平，处于导通状态，第六开关管T6、第七开关管T7的驱动信号为低电平，处于关断状态。

在该状态下，电流回路为：Vdc+→S5→L2→AC→L3→S8→Vdc-，如图11所示。

(2)死区工作状态1：第五开关管T5～第八开关管T8的驱动信号均为低电平，处于关断状态。

在该状态下，由于第二电感L2和第三电感L3中的电流不能突变，二极管VD6、VD7导通，形成续流回路：L2→AC→L3→VD7→C1→VD6→L2，如图12所示。

(3)第六开关管T6、第七开关管T7的驱动信号为高电平，处于导通状态，第五开关管T5、第八开关管T8的驱动信号为低电平，处于关断状态。

在该状态下，电流回路为：Vdc+→S7→L3→AC→L2→S6→Vdc-，如图13所示。

(4)死区工作状态2：第五开关管T5～第八开关管T8的驱动信号均为低电平，处于关断状态。

在该状态下，由于第二电感L2和第三电感L3中的电流不能突变，二极管VD5、VD8导通，形成续流回路：L2→VD5→C1→VD8→L3→AC→L2，如图14所示。

上述高频脉冲信号可以是PWM脉冲信号。

需要说明的是，本发明实施例中的前级电流馈电路和后级逆变电路可以独立工作，换言之，前级开关器件S1至开关器件S4的驱动与后级逆变电路中的开关器件的驱动可以独立控制，互不影响。

由上述工作过程可以看出，本发明实施例提供的逆变电源装置，采用前级半桥馈电和后级全桥逆变的两级拓扑结构，其中后级全桥逆变电路采用高频双极性PWM调制，不仅适用于微逆变器的应用场合，而且还适用于小功率带隔离应用的场合。前级采用电流馈电方式，相对于现有技术中反激式前级拓扑结构而言，更利于功率扩容。而且，前级电流馈电拓扑结构中的开关器件不需要考虑直通的问题，无需死区控制，不仅控制更简单，而且由于具有瞬时阻抗很高的电感的存在，使得开关器件可以实现零电压导通和关断，减少了开关损耗，提高了整体效率。另外，通过前级隔离变压器的电气隔离，很好地解决了漏电流的问题，无需增加漏电流吸收装置，更利于提高效率。

另外，由于前级电流馈电电路输出恒定的直流电，从而可以使后级逆变电路进行高频逆变，实现无功调节。

以上对本发明实施例进行了详细介绍，本文中应用了具体实施方式对本发明进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的设备；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (10)

1.一种逆变电源装置，用于将直流电源输出的直流电转换成交流电，其特征在于，包括前级电流馈电电路和后级逆变电路，所述电流馈电电路包括：依次串接的全桥变换器、隔离变压器和整流电路；所述后级逆变电路包括：储能电路和双极性全桥高频逆变电路，所述储能电路连接在所述电流馈电电路的两个输出端之间，所述双极性全桥高频逆变电路用于将所述电流馈电电路输出的直流电压转换为交流电压。

2.根据权利要求1所述的逆变电源装置，其特征在于，所述全桥变换器包括：第一电感、第一开关器件、第二开关器件、第三开关器件和第四开关器件；

第一电感的第一端连接所述直流电源的正端，第一电感的第二端连接第一开关器件的第一端和第三开关器件的第一端，第二开关器件的第二端和第四开关器件的第二端连接所述直流电源的负端；

第一开关器件的第二端与第二开关器件的第一端一起连接到所述隔离变压器的原边的同名端，第三开关器件的第二端与第四开关器件的第一端一起连接到所述隔离变压器的原边的异名端。

3.根据权利要求2所述的逆变电源装置，其特征在于，所述第一开关器件和第四开关器件以第一脉冲信号触发动作，第二开关器件和第三开关器件以第二脉冲信号触发动作，所述第一脉冲信号和所述第二脉冲不同，并且在任意时刻，所述第一开关器件和第二开关器件中有至少一个导通。

4.根据权利要求1所述的逆变电源装置，其特征在于，所述整流电路为全波整流电路，包括：四个二极管，其中第一二极管的阳极和第三二极管的阴极一起连接到所述隔离变压器的副边的同名端，第二二极管的阳极和第四二极管的阴极一起连接到所述隔离变压器的副边的异名端；

第一二极管的阴极与第二二极管的阴极相连并作为所述电流馈电电路的第一输出端；

第三二极管的阳极与第四二极管的阳极相连并作为所述电流馈电电路的第二输出端。

5.根据权利要求4所述的逆变电源装置，其特征在于，所述双极性全桥高频逆变电路包括：四个开关器件，其中：

第五开关器件的第一端和第七开关器件的第一端一起连接到所述电流馈电电路的第一输出端；

第六开关器件的第二端和第八开关器件的第二端一起连接到所述电流馈电电路的第二输出端；

第五开关器件的第二端与第六开关器件的第一端相连作为所述双极性全桥高频逆变电路的一个输出端，第七开关器件的第二端与第八开关器件的第一端相连作为所述双极性全桥高频逆变电路的另一个输出端。

6.根据权利要求5所述的逆变电源装置，其特征在于，第五开关器件和第八开关器件以第一同步高频脉冲信号触发动作，第六开关器件和第七开关器件以第二同步高频脉冲信号触发动作，并且在一个工作周期内，第五开关器件与第六开关器件互补导通，并加入死区，第七开关器件与第八开关器件互补导通，并加入死区。

7.根据权利要求6所述的逆变电源装置，其特征在于，所述高频脉冲信号为PWM脉冲信号。

8.根据权利要求1至7任一项所述的逆变电源装置，其特征在于，所述后级逆变电路还包括：

滤波电路，连接在所述双极性全桥高频逆变电路的两个输出端之间，用于滤除所述双极性全桥高频逆变电路输出信号中的高频分量。

9.根据权利要求8所述的逆变电源装置，其特征在于，所述滤波电路包括：第二电感和第三电感，其中，第二电感的第一端连接所述双极性全桥高频逆变电路的第一输出端，第三电感的第一端连接所述双极性全桥高频逆变电路的第二输出端，第二电感的第二端和第三电感的第二端分别连接于交流负载或电网的两端。

10.根据权利要求9所述的逆变电源装置，其特征在于，所述滤波电路还包括：

第二电容，连接在所述第二电感的第二输出端与所述第三电感的第二输出端之间。

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