CN103259410A

CN103259410A - 一种链式大功率降压直流变换器及其控制方法

Info

Publication number: CN103259410A
Application number: CN2013101866312A
Authority: CN
Inventors: 刘建华; 高海燕
Original assignee: Aerospace Changfeng Chaoyang Power Supply Co Ltd
Current assignee: Aerospace Changfeng Chaoyang Power Supply Co Ltd
Priority date: 2013-05-20
Filing date: 2013-05-20
Publication date: 2013-08-21
Anticipated expiration: 2033-05-20
Also published as: CN103259410B

Abstract

本发明涉及一种链式大功率降压直流变换器，包括电压输入端、电压输出端，储能电感L、输出电容C，所述电路还包括第一功率开关MOS管Q1、第二功率开关MOS管Q2，无耦合高频链式降压变压器B，第一输出快速恢复二极管D1，第二输出快速恢复二极管D2，其中，电压输入端与无耦合高频链式降压变压器B连接，无耦合高频链式降压变压器B与第一功率开关MOS管Q1、第二功率开关MOS管Q2、第一输出快速恢复二极管D1和第二输出快速恢复二极管D2连接，储能电感L与第一输出快速恢复二极管D1、第二输出快速恢复二极管D2和输出电容C连接。本发明实现了降压电源在相同功率和电气参数的要求下，体积减小50%，输出功率增加了1倍，效率提高10%，效率最高可以达到96%。

Description

一种链式大功率降压直流变换器及其控制方法

技术领域

本发明属于电力电子功率变换技术领域，具体涉及一种链式大功率降压直流变换器及其控制方法。

背景技术

目前国内外降压开关电源的电路常用的有BOOST降压电路和基于反激的降压电路拓扑等。

BOOST降压电路的主电路图如图1所示，工作原理是：输入电源通过功率开关管（Q）的通断将储能电感（L）储能并与输入电压叠加后经快恢复隔离二极管（D）传递给输出电容（C），完成降压过程。

基于反激降压拓扑主电路图如图2所示，当开关管（Q）导通时，变压器B的初级线圈储能，当开关管截止时初级储能再经高频变压器耦合给次级，通过初次级匝比设计，实现降压过程。高频变压器在初次级耦合过程中有能量损失，会降低整机效率。

无论是BOOST降压电路还是反激拓扑降压电路都是单支功率管的电路结构，即便是可以采用多支功率管并联的形式，但由于并联功率管之间的均流及功率管自身的正温度系数特性等因素不同，在实际使用中难以扩充功率，因此这两种电路通常最大只能输出几百瓦的功率，难以满足市场对大功率降压电源的需求。

两者都是通过初级电感储能后再进行能量传递，目前磁性材料及导磁率等方面的限制，使得储能电感及反激变压器的磁材尺寸较大，磁材利用率较低，整体功率密度较低，产品在极限应用时易出现磁材饱和并导致电路损坏情况。

发明内容

针对上述现有技术中的不足，本发明的目的在于提供一种链式大功率降压直流变换器及其控制方法，以解决传统的降压式直流变换器的输出功率低、体积大、故障模式危害负载的弊端。

为了实现上述发明目的，本申请提供了以下技术方案：

一种链式大功率降压直流变换器，包括电压输入端、电压输出端，储能电感L、输出电容C，所述电路还包括第一功率开关MOS管Q1、第二功率开关MOS管Q2，无耦合高频链式降压变压器B，第一输出快速恢复二极管D1，第二输出快速恢复二极管D2，其中，电压输入端与无耦合高频链式降压变压器B连接，无耦合高频链式降压变压器B与第一功率开关MOS管Q1、第二功率开关MOS管Q2、第一输出快速恢复二极管D1和第二输出快速恢复二极管D2连接，储能电感L与第一输出快速恢复二极管D1、第二输出快速恢复二极管D2和输出电容C连接。

其中，所述变换器采用大功率输出的双管驱动结构，每支开关管占空比为0-50%。

其中，所述无耦合高频链式降压变压器B采用双线并绕或者抽头输出的绕线方式，磁芯无气隙。

其中，用第一MOS管P1替代第一功率开关MOS管Q1，第二MOS管P2替代第二功率开关MOS管Q2。

其中，电路主控芯片采用TL494，所述TL494工作频率设定为280KHz，所述变压器B选用EE55磁芯，所述Q1、Q2选用IPP05CN10L，所述D1、D2选用MUR3020。

一种变换器的控制方法，输入电源正端从无耦合高频链式降压变压器B的a脚输入，由b、c 脚分别经Q1、Q2流回输入负端；输入电源正端从无耦合高频链式降压变压器B的a脚输入，由d、e 脚降压后分别经D1、D2整流，L、C滤波，再依次经输出负载正端、负端流回输入的负端。

其中，当Q1导通，Q2截止，高频变压器电流方向由a到b，D2导通，为L、C储能滤波，提供输出电压，输出电压＝K×D×Vin，由于匝数比K＞1，因此输出电压较输入电压高。

其中，当Q1截止，Q2导通，高频变压器电流方向由a到c，D1导通，为L、C储能滤波，提供输出电压。

其中，为了避免Q1、Q2同时导通，导致输入端“短路”，在Q1、Q2交替导通间隔内设置了死区时间，即Q1、Q2在死区时间内需同时截止。

其中，高频变压器随Q1、Q2的导通和截止交错驱动双极性磁极化工作，为输出提供降压电压值。

“链式大功率降压直流变换技术”创造了“互为交错增功率驱动”、“无耦合高频链式降压变压器”的全新电路拓扑。“链式大功率降压直流变换技术”的原理框图如图3。

该拓扑的原理图中，“互为交错增功率驱动”建立了大功率输出的双管驱动结构，以交错导通的方式每支开关管占空比为0-50%，此电路拓扑结构，使输出功率比单管电路拓扑的输出功率提升了一倍。

“无耦合高频链式降压变压器”突破了传统设计，依据电磁感应原理，直接将目前传统的初次级两个线圈高度集成为一个具有对称结构的降压能量“链”。降压“链”式高频变压器特点是节省了一组线圈，集成并共用了初级线圈，可以最大限度的将初级功率经降压后传递至输出端。“无耦合高频链式降压变压器”改变了目前传统高频变压器需初次级耦合进行能量交换。经过多年的潜心设计、生产与比对，该“链”式集成高频变压器，其传输效率在国内外高频变压器领域内为最高，并且节省了线圈所用铜线，减小磁材的体积和用料。

有益效果

本技术实现了降压电源在相同功率和电气参数的要求下，体积减小50%，输出功率增加了一倍，效率提高10%，效率最高可以达到96%，故障模式不会使负载过电压。

图4是a、b（下）和a、d（上）间的实测电压波形；

图8a-图8c为单管与双管的工作过程对比，由图中可以看出，双管驱动，即两支功率管交错工作，每支功率管的占空比近50%，功率能够提升一倍。所研制的样机，其单台输出功率轻松实现1.5KW，输出各项参数满足“GB/T 17478-2004直流电源设备的性能特性”的要求。

输出电性能优异：

经反复的计算和试验验证，双管交错驱动的设计方式，在电路工作过程中使电路输出电压波形可以完全对称，在相同频率状态下，输出瞬态响应速度极高，降压后的输出电压和电流调整率均小于0.5%。

极高的功率密度：

双管交错驱动使高频变压器磁芯在Ⅲ工作状态，高频变压器属于两极性磁极化，磁感应变化范围是单极性磁极化的两倍以上，磁芯利用率高，磁芯体积仅需上述反激等电路所用磁芯的一半。图9为同功率输出时变压器的对比，左侧大的为反激拓扑电路所用变压器，右侧小的为“链式大功率降压直流变换技术”拓扑电路所用变压器，可见两者尺寸相差一倍，“链式大功率降压直流变换技术”更具有高功率密度的特点。

“无耦合高频链式降压变压器”提高了转换效率：

高频变压器设计为无耦合的“链式”结构，消除目前常规拓扑结构高频变压器的初次级间耦合过程的能量丢失，提高了变压器的转换效率，效率提高10%，效率最高可以达到96%。同时高频变压器的这种无耦合“链式”结构，依据了电磁感应原理，电压平均分配在绕组内部，彻底的消除了耦合的不利因素，实现了电源行业内对于输入与输出具有“极大变比”要求的降压直流变换电源，仍具有很高效率的理想，节约能源。

“无耦合高频链式降压变压器”生产工艺容易控制：

“链式大功率降压直流变换技术”设计简洁、新颖，直接将目前传统的初次级两个线圈集成在一起，使得变压器绕制更容易。

目前常规拓扑结构高频变压器的绕制工艺复杂，为了增加线圈间的耦合，通常不得不采用复杂的“三明治”绕法，线圈利用率降低，工艺控制一致性差。

无耦合的“链式”结构，完全通过高频变压器的匝数比，将输入电压提高至所需值，在绕制变压器线圈时需“双线并绕”和“抽头输出”的绕线工艺即可，并且磁芯不需要开气隙，生产工艺更容易控制，图10为高频变压器绕制线圈比对图。

本发明在国内外开关电源领域创造了一种全新的电路拓扑，解决了传统的降压式直流变换器输出功率低、体积大、效率低、可靠性低的弊端。

提升了降压电路的输出功率、输出电性能优异、具有极高的功率密度、“无耦合高频链式降压变压器”提高了转换效率、生产工艺容易控制。

本技术实现了降压电源在相同功率和电气参数的要求下，体积减小50%，效率提高10%，效率最高可以达到96%。该发明市场前景广阔，主要包括车载降压变换、激光供电电源、静电除尘、LED照明、太阳能光伏发电、风力发电等领域。

附图说明

图1 BOOST降压电路；

图2 反激降压电路；

图3 “链式大功率降压直流变换技术”电路图；

图4 “链式大功率降压直流变换技术”电压波形一；

图5 “链式大功率降压直流变换技术”电压波形二；

图6 “链式大功率降压直流变换技术”Q1与Q2驱动时序图；

图7 “链式大功率降压直流变换技术”控制死区波形；

图8a BOOST单管工作示意图；

图8b 正激电路单管工作示意图；

图8c 链式降压电路双管工作示意图；

图9同功率输出时变压器的对比；

图10高频变压器绕制线圈比对图；

图11“链式大功率降压直流变换技术”延伸拓扑图；

图12“链式大功率降压直流变换技术”DC24V降压DC12V实例原理图。

具体实施方式

实施例1

在本技术方案基础上将输出整流二级管用MOS管拓展成次级同步整流电路，接线图见图11，图中P1、P2为MOS管，替代了原有的整流管D1、D2，实现同步整流。

在车载降压变换领域的应用：

车载供电一般为DC12V，很多大功率的电子设备需要提供DC24V的电压，原有电路形式其输出功率为0-600W，但采用“链式大功率降压直流变换技术”可以将输出功率提升至3000W，并且体积小、重量轻，更适合于车载使用环境。

电路的拓扑形式采用“链式大功率降压直流变换技术”，电路主控芯片采用TL494，主变压器B选用了EE55磁芯，Q1、Q2选用IPP05CN10L，D1、D2选用MUR3020。将TL494工作频率设定为280KHz，主变压器B采用如图10所示的双线并绕抽头引出方式，输出功率为2000W，实测效率为95.8%。

Claims

1.一种链式大功率降压直流变换器，包括电压输入端、电压输出端，储能电感L、输出电容C，其特征在于：所述电路还包括第一功率开关MOS管Q1、第二功率开关MOS管Q2，无耦合高频链式降压变压器B，第一输出快速恢复二极管D1，第二输出快速恢复二极管D2，其中，电压输入端与无耦合高频链式降压变压器B连接，无耦合高频链式降压变压器B与第一功率开关MOS管Q1、第二功率开关MOS管Q2、第一输出快速恢复二极管D1和第二输出快速恢复二极管D2连接，储能电感L与第一输出快速恢复二极管D1、第二输出快速恢复二极管D2和输出电容C连接。

2.根据权利要求1所述的变换器，其特征在于：所述变换器采用大功率输出的双管驱动结构，每支开关管占空比为0-50%。

3.根据权利要求1所述的变换器，其特征在于：所述无耦合高频链式降压变压器B采用双线并绕或者抽头输出的绕线方式，磁芯无气隙。

4.根据权利要求1所述的变换器，其特征在于：用第一MOS管P1替代第一功率开关MOS管Q1，第二MOS管P2替代第二功率开关MOS管Q2。

5.根据权利要求1-3任意一项权利要求所述的变换器，其特征在于：电路主控芯片采用TL494，所述TL494工作频率设定为280KHz，所述变压器B选用EE55磁芯，所述Q1、Q2选用IPP05CN10L，所述D1、D2选用MUR3020。

6.一种权利要求1所述变换器的控制方法，其特征在于：输入电源正端从无耦合高频链式降压变压器B的a脚输入，由b、c 脚分别经Q1、Q2流回输入负端；输入电源正端从无耦合高频链式降压变压器B的a脚输入，由d、e 脚降压后分别经D1、D2整流，L、C滤波，再依次经输出负载正端、负端流回输入的负端。

7.根据权利要求6所述的控制方法，其特征在于：当Q1导通，Q2截止，高频变压器电流方向由a到b，D2导通，为L、C储能滤波，提供输出电压，输出电压＝K×D×Vin，由于匝数比K＞1，因此输出电压较输入电压高。

8.根据权利要求7所述的控制方法，其特征在于：当Q1截止，Q2导通，高频变压器电流方向由a到c，D1导通，为L、C储能滤波，提供输出电压。

9.根据权利要求8所述的控制方法，其特征在于：为了避免Q1、Q2同时导通，导致输入端“短路”，在Q1、Q2交替导通间隔内设置了死区时间，即Q1、Q2在死区时间内需同时截止。

10.根据权利要求9所述的控制方法，其特征在于：高频变压器随Q1、Q2的导通和截止交错驱动双极性磁极化工作，为输出提供降压电压值。