CN103248013A - 变流器限流保护系统控制装置及其限流控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种变流器限流保护系统控制装置及其限流控制方法，本发明的控制装置包括PWM逆变器、校正电抗器、逆变输出变压器、输出滤波器、交流信号采样电路、直流信号采样电路和处理器。本发明的装置相比其他变流器运行保护产品，能在变流器运行过程中有效限流保护，能快速响应，能抵抗瞬时和非瞬时短路等运行过程中的大电流冲击；本发明的方法可靠性高，能有效地保证变流器在故障期间维持限定电流输出，有效地保护变流器，同时使输出得到较好的电压电流波形，维持了供电的持续性。

Description

变流器限流保护系统控制装置及其限流控制方法

技术领域

本发明涉及一种应用于大功率变流器运行时的抗短路或大电流冲击的保护系统,特别是一种变流器限流保护系统控制装置及其限流控制方法。

背景技术

岸电电站变流器容量需求不断增大，对其性能和可靠性要求越来越高。变流器是电子式岸电电站的核心部件，岸电装置中有针对各种抵抗意外或恶劣环境的变流器保护和抗干扰设计。船舶电气负载既有电机类的大功率非线性负载，也有高精电子、通讯及控制类的敏感性负载，因此电子式岸电电站对变流器保护性能要求较高。在实际应用中变流器要求能够承受电机启动大电流冲击、因负载变化的电流突增或各种短路造成的过流，能够在故障过后快速恢复工作状态。变流器过流保护系统的研制可增强变流器鲁棒性能和应用效率。

现有的保护策略主要有集电极电压比较限流策略、直流母线电流瞬时值比较限流电路、软件限流策略。这些技术主要应有在单台变流器或小功率变流器的保护模块中，抗冲击能力较差，易出现响应缓慢且因恢复时间的差异致使变流器之间产生很大的环流。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种变流器限流保护系统控制装置及其限流控制方法，在变流器运行过程中有效限流保护，快速响应，抵抗瞬时和非瞬时短路等运行过程中的大电流冲击。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种变流器限流保护系统控制装置，包括依次连接的交流电抗器、电子开关、PWM整流器、直流电抗器、直流滤波器，所述直流滤波器依次通过PWM逆变器、校正电抗器、逆变输出变压器与输出滤波器连接；所述输出滤波器通过第一交流信号采样电路接入处理器，所述处理器与所述电子开关、PWM整流器、PWM逆变器连接；所述处理器连接直流信号采样电路输出端、第二交流信号采样电路输出端，所述直流信号采样电路输入端并联接入直流滤波器和PWM逆变器之间，所述第二交流信号采样电路输入端并联接入所述交流电抗器和电子开关之间。

变流器限流保护系统控制装置的限流控制方法为：

1）短路或大电流冲击事故发生时，交流信号采样电路将PWM逆变器的采样电流送入处理器中，若采样电流平均值大于所述处理器中预先设定的电流值，则处理器控制PWM逆变器发出故障报警信号，处理器执行中断，启动软件限流保护子程序；

2）判断故障是否解除，若解除，则中断结束；若未解除，则进入3）；

3）定义s_k=1时PWM逆变器桥臂上IGBT导通，下IGBT关断，s_k=0时PWM逆变器桥臂下IGBT导通，上IGBT关断，其中，k=u，v，w，而u，v，w分别对应PWM逆变器的三个桥臂；

4）依据KCL和KVL定律，得到PWM逆变器三相输出电压和三相输出电流对应的三相静止坐标系下的逆变输出回路方程：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ou}}\\ u_{\mathrm{ov}}\\ u_{\mathrm{ow}}\end{array}\right]=(\frac{1}{C}-\frac{R_C}{L}{R}_L)\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]-\frac{R_C}{L}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ou}}\\ u_{\mathrm{ov}}\\ u_{\mathrm{ow}}\end{array}\right]+\frac{R_C{U}_{\mathrm{dc}}}{L}\left[\begin{array}{ccc}\frac{2}{3}& -\frac{1}{3}& \frac{2}{3}\\ -\frac{1}{3}& \frac{2}{3}& \frac{2}{3}\\ -\frac{1}{3}& -\frac{1}{3}& \frac{2}{3}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{s}_u\\ s_v\\ s_w\end{array}\right],$

$\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]=-\frac{R_L}{L}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]-\frac{1}{L}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ou}}\\ u_{\mathrm{ov}}\\ u_{\mathrm{ow}}\end{array}\right]+\frac{U_{\mathrm{dc}}}{L}\left[\begin{array}{ccc}\frac{2}{3}& -\frac{1}{3}& \frac{2}{3}\\ -\frac{1}{3}& \frac{2}{3}& \frac{2}{3}\\ -\frac{1}{3}& -\frac{1}{3}& \frac{2}{3}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{s}_u\\ s_v\\ s_w\end{array}\right],$

其中，u_ou，u_ov，u_ow为输出滤波器的三相输出相电压，i_u，i_v，i_w为PWM逆变器输出相电流，L为校正电抗器等效电感值，R_L为逆变输出变压器等效电感值，L=R_L，R_C和C分别为输出滤波器等效电阻值和电容值，定义O点为输出端零电位参考点，U_dc为PWM逆变器输入电压；

5）依据PWM调制原理，取一个周期的平均值，定义变量d_j为平均占空比，即：

$s_j=d_j+\frac{1}{2},j=u,v,w$

6）利用d_j和逆变输出回路方程得到PWM逆变器三相输出电压和三相输出电流基于平均占空比的数学模型为：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ou}}\\ u_{\mathrm{ov}}\\ u_{\mathrm{ow}}\end{array}\right]=(\frac{1}{C}-\frac{R_C}{L}{R}_L)\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]-\frac{R_C}{L}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ou}}\\ u_{\mathrm{ov}}\\ u_{\mathrm{ow}}\end{array}\right]+\frac{R_C{U}_{\mathrm{dc}}}{L}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_u\\ d_v\\ d_w\end{array}\right],$

$\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]=-\frac{R_L}{L}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]-\frac{1}{L}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ou}}\\ u_{\mathrm{ov}}\\ u_{\mathrm{ow}}\end{array}\right]+\frac{U_{\mathrm{dc}}}{L}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_u\\ d_v\\ d_w\end{array}\right],$

7）将u_ou、u_ov、u_ow，i_u、i_v、i_w，变量d_j分别经变换矩阵T进行Clark变换，得到两相静止αβ坐标系下电压u_oα、u_oβ，电流i_α、i_β，变量d_α、d_β；

8）将步骤6）中所述数学模型通过等效映射Clarke变换，得PWM逆变器在αβ坐标系下数学模型为：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{o\α}}\\ u_{\mathrm{o\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{C}-\frac{R_C}{L}{R}_L& 0\\ 0& \frac{1}{C}-\frac{R_C}{L}{R}_L\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}\frac{R_C}{L}& 0\\ 0& \frac{R_C}{L}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{o\α}}\\ u_{\mathrm{o\β}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}\frac{R_C}{L}{u}_{\mathrm{dc}}& 0\\ 0& \frac{R_C}{L}{u}_{\mathrm{dc}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_{\mathrm{\α}}\\ d_{\mathrm{\β}}\end{array}\right],$

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\frac{R_L}{L}& 0\\ 0& -\frac{R_L}{L}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}-\frac{1}{L}& 0\\ 0& -\frac{1}{L}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{o\α}}\\ u_{\mathrm{o\β}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}\frac{u_{\mathrm{dc}}}{L}& 0\\ 0& \frac{u_{\mathrm{dc}}}{L}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_{\mathrm{\α}}\\ d_{\mathrm{\β}}\end{array}\right];$

9）将上述步骤8）中的PWM逆变器在αβ坐标系下数学模型参量通过等效映射变换解耦成线性直流量，处理器通过控制线性直流量实现对PWM逆变器的控制；

10）采样逆变输出变压器输出侧相电流，并计算所述相电流近n次平均有效值大小，取最大平均有效值与处理器中预先设定的电流阀值I_sf比较，将电流差值送入电流内环PI调节器中，电流差值经PI调节器调节后做为α轴控制量，与β轴的0调节量经坐标变换矩阵P还原成三相静止坐标控制量，随后经PWM逆变器调控控制IGBT栅极驱动信号，使逆变输出变压器输出侧相电压的相位差始终稳定，输出相电流逐步降低至处理器中预先设定的电流阀值。

所述步骤7）中，变换矩阵T的表达式为：

本发明装置主要功能有：过载时，保持电压在设定范围内；负载短路时，断开变流器输出电压保护内部功率器件，能承受较长的故障处理时间；故障解除时，能够恢复变流器工作。

切换控制的任务是判断变流器正常工作条件至故障消除，切回至正常工作模式。变流器正常工作时处于电压恒定模式，一旦变流器出现冲击性负荷甚至短路时，首先PWM驱动电路起作用，电流限定在一定范围内，然后数字控制电路处理器中起作用，判断是否切回正常工作模式。

正常工况下，三相输出电压的均值在额定值附近，三相输出电流的均值在额定负载电流以内。在变流器输出短路时，由于变流器本身有一定的内阻，而短路时负载电阻又极小，与变流器的内阻相当，故变流器输出电压会迅速跌落，此时的电流很大。此时硬件限流起作用，将电流控制在一定范围之内，那么输出电压因负载电阻很小从而也很小，几乎为零。一旦短路故障消除，变流器输出电流依然维持在刚才的限流值，但此时负载电阻增大，导致输出电压很快增大，电压的上升必然要超出短路故障前的正常输出电压。设置变流器退出限流保护模式的阀值电压，一旦变流器输出三个相电压有效值的最大值大于限流保护模式的阀值电压时，则认为故障已经消除，限流保护子程序退出控制，变流器切换回正常工作模式，避免引起振荡。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明的装置相比其他变频器运行保护产品，能在变频器运行过程中有效限流保护，能快速响应，能抵抗瞬时和非瞬时短路冲击；该装置性能稳定，控制精准，安全系数高，具有很强的实用性和广泛市场应用前景；本发明的方法可靠性高，能有效地保证变流器在故障期间维持限定电流输出，有效地保护变流器，同时使输出得到较好的电压电流波形，维持了供电的持续性。

附图说明

图1为本发明一实施例结构框图；

图2（a）为本发明一实施例逆变输出变压器模型图；图2（b）为本发明一实施例逆变输出变压器等效图；

图3为本发明一实施例Clarke变换三相静止坐标到两相静止坐标映射图；

图4为本发明一实施例PWM逆变器、校正电抗器、输出变压器和输出滤波电路等效电路图；

图5为本发明一实施例α轴等效单相半桥变流器结构框图；

图6为本发明一实施例电流采样电路原理图；

图7为本发明一实施例电压采样电路原理图；

图8为本发明一实施例变流器输出短路硬件封锁限流示意图；

图9为本发明一实施例限流控制与正常工作模式切换方法图；

图10为本发明一实施例限流中断控制方法流程图。

具体实施方式

如图1所示，本发明一实施例主要作用于虚线框内器件单元，包括数字控制电路处理器、三个电压信号采样电路、三个电流信号采样电路、PWM逆变器、校正电抗器、逆变输出变压器和变流器输出滤波电路，所述变流器输出滤波电路通过电压采样电路、电流采样电路采样变流器PWM逆变器输出的电压电流信号输入数字控制电路处理器，所述数字控制电路处理器通过PWM驱动电路与PWM逆变器连接，所述变流器中的PWM逆变器、校正电抗器、逆变输出变压器、变流器输出滤波电路依次连接。

所述数字控制电路处理器采用TI公司生产的时钟频率达150MHz的TMS320F28335 DSP控制芯片，辅以各采样电路、驱动电路及保护电路等。通过对变流器数学模型的解耦，可对αβ坐标系下对应参数单独控制，再经过坐标逆变换对应PWM控制参量，由电流电压采集信号反馈故障类型切换变流器运行模式。

图2（a）、图2（b）为逆变输出变压器的模型图及模型等效图，使用星型连接的变压器，定制电压变比为1。

图3为Clarke变换三相静止坐标到两相静止坐标映射图，由图可得由静止三相坐标系到静止两相坐标系的等功率变换变换矩阵T的表达式为：

由静止两相坐标系到静止三相坐标系的变换矩阵为变换矩阵T的的逆矩阵，定义P=T^-1，P表达式为：

图4为PWM逆变器、校正电抗器、输出变压器和输出滤波电路等效电路图。为了方便设计控制系统，可通过坐标变换，将三相对称坐标系(a,b,c)变换到两相静止坐标系(α,β)，经过这种变换后，三相交变的正弦量转化成了直流量，可大大简化控制系统设计。

变流器中PWM逆变器输入端等效于一个直流电流源，定义输入电压大小为U_dc，输入电流大小为I_dc，定义s_k=1（k=u，v，w）为PWM逆变器对应相电路臂桥上IGBT导通，下IGBT关断，s_k=0（k=u，v，w）为PWM逆变器对应相电路臂桥下IGBT导通，上IGBT关断，u，v，w分别对应PWM逆变器的三个桥臂；依据KCL和KVL定律，得到PWM逆变器三相输出电压和电流对应的三相静止坐标系下的逆变输出回路方程：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ou}}\\ u_{\mathrm{ov}}\\ u_{\mathrm{ow}}\end{array}\right]=(\frac{1}{C}-\frac{R_C}{L}{R}_L)\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]-\frac{R_C}{L}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ou}}\\ u_{\mathrm{ov}}\\ u_{\mathrm{ow}}\end{array}\right]+\frac{R_C{U}_{\mathrm{dc}}}{L}\left[\begin{array}{ccc}\frac{2}{3}& -\frac{1}{3}& \frac{2}{3}\\ -\frac{1}{3}& \frac{2}{3}& \frac{2}{3}\\ -\frac{1}{3}& -\frac{1}{3}& \frac{2}{3}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{s}_u\\ s_v\\ s_w\end{array}\right]$

$\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]=-\frac{R_L}{L}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]-\frac{1}{L}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ou}}\\ u_{\mathrm{ov}}\\ u_{\mathrm{ow}}\end{array}\right]+\frac{U_{\mathrm{dc}}}{L}\left[\begin{array}{ccc}\frac{2}{3}& -\frac{1}{3}& \frac{2}{3}\\ -\frac{1}{3}& \frac{2}{3}& \frac{2}{3}\\ -\frac{1}{3}& -\frac{1}{3}& \frac{2}{3}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{s}_u\\ s_v\\ s_w\end{array}\right]$

其中，u_ou，u_ov，u_ow分别为变流器输出滤波电路端的输出相电压，i_u，i_v，i_w分别为PWM逆变器输出相电流，校正电抗器和逆变输出变压器等效电阻电感电阻大小一致，大小分别用L与R_L表示，变流器输出滤波电路等效电阻值和电容值分别为R_C和C，定义O点为输出端零电位参考点。

依据PWM调制原理，针对式中开关函数变量，可以取一个周期的平均值，定义变量d_j（j=u,v,w）为平均占空比，即：

$s_j=d_j+\frac{1}{2},j=u,v,w$

将d_j带入逆变输出回路方程得输出电压，输出电流基于平均占空比函数数学模型为：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ou}}\\ u_{\mathrm{ov}}\\ u_{\mathrm{ow}}\end{array}\right]=(\frac{1}{C}-\frac{R_C}{L}{R}_L)\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]-\frac{R_C}{L}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ou}}\\ u_{\mathrm{ov}}\\ u_{\mathrm{ow}}\end{array}\right]+\frac{R_C{U}_{\mathrm{dc}}}{L}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_u\\ d_v\\ d_w\end{array}\right]$

$\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]=-\frac{R_L}{L}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]-\frac{1}{L}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ou}}\\ u_{\mathrm{ov}}\\ u_{\mathrm{ow}}\end{array}\right]+\frac{U_{\mathrm{dc}}}{L}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_u\\ d_v\\ d_w\end{array}\right]$

将输出相电压u_ou、u_ov、u_ow，输出相电流i_u、i_v、i_w，变量d_j（j=u,v,w）分别经变换矩阵T进行Clark变换，得到两相静止αβ坐标系下电压u_oα、u_oβ，电流i_α、i_β，变量d_α、d_β。

基于平均占空比函数数学模型通过等效映射Clarke变换，得PWM逆变器在αβ坐标系下数学模型为：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{o\α}}\\ u_{\mathrm{o\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{C}-\frac{R_C}{L}{R}_L& 0\\ 0& \frac{1}{C}-\frac{R_C}{L}{R}_L\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}\frac{R_C}{L}& 0\\ 0& \frac{R_C}{L}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{o\α}}\\ u_{\mathrm{o\β}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}\frac{R_C}{L}{u}_{\mathrm{dc}}& 0\\ 0& \frac{R_C}{L}{u}_{\mathrm{dc}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_{\mathrm{\α}}\\ d_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]$

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\frac{R_L}{L}& 0\\ 0& -\frac{R_L}{L}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}-\frac{1}{L}& 0\\ 0& -\frac{1}{L}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{o\α}}\\ u_{\mathrm{o\β}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}\frac{u_{\mathrm{dc}}}{L}& 0\\ 0& \frac{u_{\mathrm{dc}}}{L}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_{\mathrm{\α}}\\ d_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]$

图5为α轴等效单相半桥逆变器结构框图。数学模型参量通过等效映射变换，三相静止坐标系交变耦合参量可以进一步解耦成线性直流量，β轴应采用同α轴控制器，则可以通过对α轴和β轴直流量分别控制实现对PWM逆变器的控制。

图6为交流信号采样电路中电流采样电路原理图，电流信号采集应用了霍尔电流传感器LA58-P，其中CUR_U+和CUR_U-为变流器经LA58-P信号采集输出，通过R1和R2的输出设置输送至数字控制电路处理器数据采样端口。上半部分为电流采集，BD3为整流桥，交流电流经过整流为直流电流，Jump为跳线，电流过大时通向1，成为过流保护信号。下半部分为电平转换电路，为的使输出DSP的ID转换口的电压符合DSP标准。

图7为交流信号采样电路中电压采样电路原理图，其中INV_U为变流器输出U相相电压采集信号，INV_N为变流器逆变单元输出端的交流中线点采集信号，通过转换电路由VINV_U输入DSP。T4为二阶巴特沃兹有源低通滤波器，因采用的FilterLab软件对滤波器设计将变流器交流电压采集信号转变成了一路单极性电压采集信号。滤波器输出的单极性电压采集信号通过电压跟随器后经电平转换安全电路送至DSP28335的AD采样口。

图8为变流器输出短路硬件封锁限流示意图，电流信号采集应用了霍尔电流传感器LA58-P，其中CUR_U+和CUR_U-为变流器经LA58-P信号采集输出，SC和

为硬件保护电路输出逻辑信号，#INV和RESET分别为逻辑取反和复位信号输出端。变流器输出交流电流经BD1整流桥电路后转为电压信号，比较器将经过整流的输出侧相电流最大值与硬件限流IGBT封锁阀值进行比较，当经过整流的输出侧相电流最大值大于封锁阀值时，利用D触发器的数字电路逻辑，将IGBT栅极驱动信号关断，使IGBT工作在续流模式，而强迫电流下降，当直流电流降低到设定点下限值时，驱动脉冲又重新起作用，变流器恢复正常工作。若此时故障没有消除且限流控制中断程序未起作用，PWM驱动电路又开始动作，如此反复，使电流限定在设定点以下，起到保护变流器的作用。D触发器同时输出信号送至DSP主控芯片请求启动限流中断程序。

图9为限流控制与正常工作模式切换方法图。K=1时，变流器工作正常模式控制器作用，PWM逆变器输出恒定电压信号。K=0时，PWM逆变器工作在限流中断控制模式，采样变流器输出侧相电流并计算近n次平均有效值大小，取最大平均有效值与软件限流保护程序控制阀值I_sf比较，将差值送入电流内环PI调节器中。电流差值经程序调节后做为α轴控制量，与β轴的0调节量经坐标变换矩阵P还原成三相静止坐标控制量，随后经PWM调控控制IGBT栅极驱动信号，使变流器输出侧相电压的相位差始终稳定，输出相电流逐步降低至程序控制阀值。

图10为本发明一实施例限流中断控制方法流程图。处理器响应硬件封锁电路中断请求，计算相电流平均有效值逐个与软件限流保护程序控制阀值I_sf比较，图10中切换开关K=LT_FLAG，U_sf为变流器退出限流保护模式的阀值电压，U_m为变流器输出三个相电压平均有效值的最大值，通过几个步骤判断故障是否消除，以确定退出中断或运行限流保护调节程序。

Claims (4)

1.一种变流器限流保护系统控制装置，包括依次连接的交流电抗器、电子开关、PWM整流器、直流电抗器、直流滤波器，其特征在于，所述直流滤波器依次通过PWM逆变器、校正电抗器、逆变输出变压器与输出滤波器连接；所述输出滤波器通过第一交流信号采样电路接入处理器，所述处理器与所述电子开关、PWM整流器、PWM逆变器连接；所述处理器连接直流信号采样电路输出端、第二交流信号采样电路输出端，所述直流信号采样电路输入端并联接入直流滤波器和PWM逆变器之间，所述第二交流信号采样电路输入端并联接入所述交流电抗器和电子开关之间。

2.根据权利要求1所述的变流器限流保护系统控制装置，其特征在于，所述处理器采用型号为TMS320F28335的DSP控制芯片。

3.一种权利要求1或2所述的变流器限流保护系统控制装置的限流控制方法，其特征在于，该方法为：

1）交流信号采样电路将PWM逆变器的采样电流送入处理器中，若采样电流平均值大于所述处理器中预先设定的电流值，则处理器控制PWM逆变器发出故障报警信号，提示短路或有大电流冲击事故发生，处理器执行中断，启动软件限流保护子程序；

2）判断故障是否解除，若解除，则中断结束；若未解除，则进入3）；

3）定义s_k=1时PWM逆变器桥臂上IGBT导通，下IGBT关断，s_k=0时PWM逆变器桥臂下IGBT导通，上IGBT关断，其中，k=u，v，w，而u，v，w分别对应PWM逆变器的三个桥臂；

4）依据KCL和KVL定律，得到PWM逆变器三相输出电压和三相输出电流对应的三相静止坐标系下的逆变输出回路方程：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ou}}\\ u_{\mathrm{ov}}\\ u_{\mathrm{ow}}\end{array}\right]=(\frac{1}{C}-\frac{R_C}{L}{R}_L)\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]-\frac{R_C}{L}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ou}}\\ u_{\mathrm{ov}}\\ u_{\mathrm{ow}}\end{array}\right]+\frac{R_C{U}_{\mathrm{dc}}}{L}\left[\begin{array}{ccc}\frac{2}{3}& -\frac{1}{3}& \frac{2}{3}\\ -\frac{1}{3}& \frac{2}{3}& \frac{2}{3}\\ -\frac{1}{3}& -\frac{1}{3}& \frac{2}{3}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{s}_u\\ s_v\\ s_w\end{array}\right],$

$\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]=-\frac{R_L}{L}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]-\frac{1}{L}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ou}}\\ u_{\mathrm{ov}}\\ u_{\mathrm{ow}}\end{array}\right]+\frac{U_{\mathrm{dc}}}{L}\left[\begin{array}{ccc}\frac{2}{3}& -\frac{1}{3}& \frac{2}{3}\\ -\frac{1}{3}& \frac{2}{3}& \frac{2}{3}\\ -\frac{1}{3}& -\frac{1}{3}& \frac{2}{3}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{s}_u\\ s_v\\ s_w\end{array}\right],$

其中，u_ou，u_ov，u_ow为输出滤波器的三相输出相电压，i_u，i_v，i_w为PWM逆变器输出相电流，L为校正电抗器等效电感值，R_L为逆变输出变压器等效电感值，L=R_L，R_C和C分别为输出滤波器等效电阻值和电容值，定义O点为输出端零电位参考点，U_dc为PWM逆变器输入电压；

5）依据PWM调制原理，取一个周期的平均值，定义变量d_j为平均占空比，即：

$s_j=d_j+\frac{1}{2},j=u,v,w$

6）利用d_j和逆变输出回路方程得到PWM逆变器三相输出电压和三相输出电流基于平均占空比的数学模型为：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ou}}\\ u_{\mathrm{ov}}\\ u_{\mathrm{ow}}\end{array}\right]=(\frac{1}{C}-\frac{R_C}{L}{R}_L)\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]-\frac{R_C}{L}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ou}}\\ u_{\mathrm{ov}}\\ u_{\mathrm{ow}}\end{array}\right]+\frac{R_C{U}_{\mathrm{dc}}}{L}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_u\\ d_v\\ d_w\end{array}\right],$

$\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]=-\frac{R_L}{L}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]-\frac{1}{L}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ou}}\\ u_{\mathrm{ov}}\\ u_{\mathrm{ow}}\end{array}\right]+\frac{U_{\mathrm{dc}}}{L}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_u\\ d_v\\ d_w\end{array}\right],$

7）将u_ou、u_ov、u_ow，i_u、i_v、i_w，变量d_j分别经变换矩阵T进行Clark变换，得到两相静止αβ坐标系下电压u_oα、u_oβ，电流i_α、i_β，变量d_α、d_β；

8）将步骤6）中所述数学模型通过等效映射Clarke变换，得PWM逆变器在αβ坐标系下数学模型为：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{o\α}}\\ u_{\mathrm{o\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{C}-\frac{R_C}{L}{R}_L& 0\\ 0& \frac{1}{C}-\frac{R_C}{L}{R}_L\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}\frac{R_C}{L}& 0\\ 0& \frac{R_C}{L}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{o\α}}\\ u_{\mathrm{o\β}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}\frac{R_C}{L}{u}_{\mathrm{dc}}& 0\\ 0& \frac{R_C}{L}{u}_{\mathrm{dc}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_{\mathrm{\α}}\\ d_{\mathrm{\β}}\end{array}\right],$

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\frac{R_L}{L}& 0\\ 0& -\frac{R_L}{L}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}-\frac{1}{L}& 0\\ 0& -\frac{1}{L}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{o\α}}\\ u_{\mathrm{o\β}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}\frac{u_{\mathrm{dc}}}{L}& 0\\ 0& \frac{u_{\mathrm{dc}}}{L}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_{\mathrm{\α}}\\ d_{\mathrm{\β}}\end{array}\right];$

9）将上述步骤8）中的PWM逆变器在αβ坐标系下数学模型参量通过等效映射变换解耦成线性直流量，处理器通过控制线性直流量实现对PWM逆变器的控制；

10）采样逆变输出变压器输出侧相电流，并计算所述相电流近n次平均有效值大小，取最大平均有效值与处理器中预先设定的电流阀值I_sf比较，将电流差值送入电流内环PI调节器中，电流差值经PI调节器调节后做为α轴控制量，与β轴的0调节量经坐标变换矩阵P还原成三相静止坐标控制量，随后经PWM逆变器调控控制IGBT栅极驱动信号，使逆变输出变压器输出侧相电压的相位差始终稳定，输出相电流逐步降低至处理器中预先设定的电流阀值。

4.权利要求3所述的变流器限流保护系统控制装置的限流控制方法，其特征在于，所述步骤7）中，变换矩阵T的表达式为：

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