CN103296874B - 一种变流器并联运行切换控制装置及其切换控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种变流器并联运行切换控制装置及其切换控制方法，变流器并联运行切换控制装置包括处理器、两个电压采样电路、两个电流采样电路、输入电路、PWM整流器、PWM逆变器和输出电路。本发明的装置相比其他变频器运行保护产品，能在变频器并联系统中有效限流保护，能快速响应，能抵抗瞬时和非瞬时短路冲击，能有效抑制并机间环流大小；本发明的方法可靠性高，能有效地保证变流器在故障期间维持限定电流输出，有效地保护变流器，同时使输出得到较好的电压电流波形，维持了供电的持续性。

Description

一种变流器并联运行切换控制装置及其切换控制方法

技术领域

本发明涉及变流器，特别是一种变流器并联运行切换控制装置及其切换控制方法。

背景技术

岸电电站变流器容量需求不断增大，对其性能和可靠性要求越来越高。单变流器的容量一般最大到500kVA，而岸电功率需求已达兆瓦级。为扩大变流器容量，采用多台变流器并联运行是迄今最可靠的方法。而变流器中功率元件（GTO、IGBT、IPM等）的过载能力差，保护元件的过电流检测电路非常灵敏，现有的产品运行时常因冲击电流的影响致使变流器停机。船舶电气负载包含锚机、绞缆机等大功率强冲击性负载，也有通讯雷达、PLC及工控设备等要求精密供电的特殊负载。因此，要求岸电电站中的变流器能承受过载、负载频繁接入退出甚至负载短路等各种冲击，能够自我恢复至正常工作状态，避免发生供电事故。

应用于现有变流器产品中的限流技术主要有：硬件限流法、检测基波电流软件限流法、交流电流平均值软件限流法。这些技术主要应有在单台变流器或小功率变流器的保护模块中，当随变流器一起应用于并联系统中时，抗冲击能力较差，易出现响应缓慢且因恢复时间的差异致使变流器之间产生很大的环流。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种变流器并联运行切换控制装置及其切换控制方法，在变频器并联系统中有效限流保护，快速响应，抵抗瞬时和非瞬时短路冲击，有效抑制并机间环流大小。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种变流器并联运行切换控制装置，包括处理器、两个电压采样电路、两个电流采样电路、输入电路、PWM整流器、PWM逆变器和输出电路，所述输入电路通过第一电压采样电路、第一电流采样电路接入所述处理器，所述输出电路通过第二电压采样电路、第二电流采样电路与处理器连接，所述处理器通过两个PWM驱动电路分别与PWM整流器、PWM逆变器连接，所述输入电路、PWM整流器、PWM逆变器、输出电路依次连接；所述PWM整流器、PWM逆变器之间并联有一个储能电容。

变流器并联运行切换控制装置利用PWM整流器输出的直流电流的瞬时值作为硬件封锁限流条件，对过载及短路的响应快速，能够在瞬间发生作用。当检测到直流母线的电流超过设定点上限值时，PWM驱动电路将开关管的驱动脉冲强制拉低，封锁正在导通的开关管，使电路进入续流状态，而强迫电流下降；当直流电流降低到设定点下限值时，驱动脉冲又重新起作用，变流器恢复正常工作。若此时故障没有消除，PWM驱动电路又开始动作，如此反复，使电流限定在设定点以下，起到保护变流器的作用。

本发明装置主要功能有：过载时，保持电压在设定范围内；负载短路时，断开变流器输出电压保护内部功率器件，能承受较长的故障处理时间；故障解除时，能够恢复变流器工作。

切换控制的任务是使变流器在故障期间限定电流大小，并判断变流器正常工作条件至故障消除，切回至正常工作模式。变流器正常工作时处于电压恒定模式，一旦变流器出现冲击性负荷甚至短路时，首先PWM驱动电路起作用，电流限定在一定范围内，然后处理器中起作用，判断是否切回正常工作模式。利用所述控制装置进行并联切换控制的方法为：

1）电流采样电路将PWM整流器的采样电流送入处理器中，若所述采样电流大于所述处理器中预先设定的电流值，则处理器控制PWM整流器发出故障报警信号，处理器执行中断；

2）判断故障是否解除，若解除，则中断结束；若未解除，则进入3）；

3）定义s_k=1时PWM整流器桥臂的上管导通，下管关断；s_k=0时PWM整流器桥臂的下管导通，上管关断，其中k=A，B，C，U，V，W；A，B，C分别对应PWM整流器的三个桥臂，U，V，W分别对应PWM逆变器的三个桥臂；

4）依据KCL和KVL定律，得到PWM整流器三相输出电流i_A、i_B、i_C对应的三相静止坐标系下的整流回路方程：

$\left\{\begin{array}{c}{L}_1\frac{{\mathrm{di}}_A}{\mathrm{dt}}=e_{\mathrm{AG}}-(s_A{v}_{\mathrm{dc}}+v_{\mathrm{NG}})-R_1{i}_A\\ L_1\frac{{\mathrm{di}}_B}{\mathrm{dt}}=e_{\mathrm{BG}}-(s_B{v}_{\mathrm{dc}}+v_{\mathrm{NG}})-R_1{i}_B\\ L_1\frac{{\mathrm{di}}_C}{\mathrm{dt}}=e_{\mathrm{CG}}-(s_C{v}_{\mathrm{dc}}+v_{\mathrm{NG}})-R_1{i}_C\\ C\frac{{\mathrm{dv}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}=i_A{s}_A+i_B{s}_B+i_C{s}_C-i_{\mathrm{dc}}\end{array}\right.,$

其中，e_xG为PWM整流器输入交流相电压大小、v_dc为PWM整流器整流输出直流电压、i_dc为PWM整流器整流输出电流大小、v_NG表示零电位点电势差、R₁表示网侧输入滤波单元滤波电阻大小、L₁表示网侧输入滤波单元滤波电感大小、C为储能电容值，x=A、B、C；

5）将PWM整流器三相输出电流i_A、i_B、i_C对应的三相静止坐标系分别经Clark变换和Park变换到两相旋转dq坐标系下d轴和q轴的电流i_d、i_q，利用d轴和q轴的电流i_d、i_q以及PWM整流器三相输出电流i_A、i_B、i_C得到变换矩阵T；

6）利用变换矩阵T对整流回路方程电流电压变量做坐标变换，然后利用所述整流回路方程，得到PWM整流器在dq坐标系下的数学模型：

$\left\{\begin{array}{c}\frac{\mathrm{du}}{\mathrm{dt}}=-\frac{2}{R_{1}C}u+\frac{3}{C}(e_d{i}_d+e_q{i}_q)\\ \frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}=-\frac{R_1}{L_1}{i}_d+{\mathrm{\ωi}}_q+\frac{1}{L_1}{u}_d\\ \frac{{\mathrm{di}}_q}{\mathrm{dt}}=-\frac{R_1}{L_1}{i}_q-{\mathrm{\ωi}}_q+\frac{1}{L_1}{u}_q\end{array}\right.,$

其中，u=v_dc ²；e_d、e_q为e_xG经过坐标变换在dq坐标系下的电压；u_d=s_dv_dc ²，u_q=s_qv_dc，s_d、s_q分别为dq坐标系下d轴和q轴的开关函数；ω为磁动势旋转合成角速度；

7）采用前馈PI控制策略将上述步骤6）中的d轴和q轴变量解耦，得到解耦后的d轴和q轴变量表达式：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_d=-(K_{\mathrm{iP}}+\frac{K_{\mathrm{iI}}}{s})(i_d^{*}-i_d)+{\mathrm{\ωL}}_2{i}_q+e_d\\ u_q=-(K_{\mathrm{iP}}+\frac{K_{\mathrm{iI}}}{s})(i_q^{*}-i_q)-{\mathrm{\ωL}}_2{i}_d+e_q\end{array}\right.,$

K_iP、K_iI为电流环比例调节增益和积分调节增益；i_d ^*、i_q ^*为i_d、i_q的电流指令值；ω为磁动势旋转合成角速度；s为拉普拉斯变换的复变量；

8）将上述d轴和q轴变量表达式代入PWM整理器在dq坐标系下的数学模型中，得到PWM整流器的电流输入为：

$L_{1}p\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{-R}_1+K_{\mathrm{iP}}+\frac{K_{\mathrm{iI}}}{s}& 0\\ 0& {-R}_1+K_{\mathrm{iP}}+\frac{K_{\mathrm{iI}}}{s}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]-(K_{\mathrm{iP}}+\frac{K_{\mathrm{iI}}}{s})\left[\begin{array}{c}{i}_d^{*}\\ i_q^{*}\end{array}\right],$

其中，p为微分算子；

9）依据KCL和KVL定律，得到PWM逆变器三相输入电流对应的三相静止坐标系下的逆变回路方程：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ou}}\\ u_{\mathrm{ov}}\\ u_{\mathrm{ow}}\end{array}\right]=(\frac{1}{C_o}-\frac{R_C}{L_2}{R}_2)\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]-\frac{R_C}{L_2}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ou}}\\ u_{\mathrm{ov}}\\ u_{\mathrm{ow}}\end{array}\right]+\frac{R_C{U}_{\mathrm{dc}}}{L_2}\left[\begin{array}{ccc}\frac{2}{3}& -\frac{1}{3}& \frac{2}{3}\\ -\frac{1}{3}& \frac{2}{3}& \frac{2}{3}\\ -\frac{1}{3}& -\frac{1}{3}& \frac{2}{3}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{s}_u\\ s_v\\ s_w\end{array}\right],$

$\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]=-\frac{R_2}{L_2}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]-\frac{1}{L_2}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ou}}\\ u_{\mathrm{ov}}\\ u_{\mathrm{ow}}\end{array}\right]+\frac{U_{\mathrm{dc}}}{L_2}\left[\begin{array}{ccc}\frac{2}{3}& -\frac{1}{3}& \frac{2}{3}\\ -\frac{1}{3}& \frac{2}{3}& \frac{2}{3}\\ -\frac{1}{3}& -\frac{1}{3}& \frac{2}{3}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{s}_u\\ s_v\\ s_w\end{array}\right],$

其中，u_ou，u_ov，u_ow为输出滤波单元的三相输出相电压，i_u，i_v，i_w为PWM逆变器输出相电流，L₂为负载侧滤波器件等效串联电感值，R₂为负载侧滤波器件等效串联电感值，R_C和C_o分别为输出滤波单元等效的并联电阻值和电容值，U_dc为PWM逆变器输入电压；

10）依据PWM调制原理，取一个周期的平均值，定义变量d_j为平均占空比，即：

$s_j=d_j+\frac{1}{2},j=u,v,w$

11）利用d_j和逆变输出回路方程得到PWM逆变器三相输出电压和三相输出电流基于平均占空比的数学模型为：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ou}}\\ u_{\mathrm{ov}}\\ u_{\mathrm{ow}}\end{array}\right]=(\frac{1}{C_o}-\frac{R_C}{L_2}{R}_2)\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]-\frac{R_C}{L_2}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ou}}\\ u_{\mathrm{ov}}\\ u_{\mathrm{ow}}\end{array}\right]+\frac{R_C{U}_{\mathrm{dc}}}{L_2}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_u\\ d_v\\ d_w\end{array}\right],$

$\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]=-\frac{R_2}{L_2}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]-\frac{1}{L_2}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ou}}\\ u_{\mathrm{ov}}\\ u_{\mathrm{ow}}\end{array}\right]+\frac{U_{\mathrm{dc}}}{L_2}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_u\\ d_v\\ d_w\end{array}\right],$

12）将u_ou、u_ov、u_ow，i_u、i_v、i_w，变量d_j分别经变换矩阵P进行Clark变换，得到两相静止αβ坐标系下电压u_oα、u_oβ，电流i_α、i_β，变量d_α、d_β；

13）将步骤11）中所述数学模型通过等效映射Clarke变换，得PWM逆变器在αβ坐标系下数学模型为：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{o\α}}\\ u_{\mathrm{o\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{C_o}-\frac{R_C}{L_2}{R}_2& 0\\ 0& \frac{1}{C}-\frac{R_C}{L_2}{R}_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}\frac{R_C}{L_2}& 0\\ 0& \frac{R_C}{L_2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{o\α}}\\ u_{\mathrm{o\β}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}\frac{R_C}{L_2}{u}_{\mathrm{dc}}& 0\\ 0& \frac{R_C}{L_2}{u}_{\mathrm{dc}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_{\mathrm{\α}}\\ d_{\mathrm{\β}}\end{array}\right],$

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\frac{R_2}{L_2}& 0\\ 0& -\frac{R_2}{L_2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}-\frac{1}{L_2}& 0\\ 0& -\frac{1}{L_2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{o\α}}\\ u_{\mathrm{o\β}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}\frac{u_{\mathrm{dc}}}{L_2}& 0\\ 0& \frac{u_{\mathrm{dc}}}{L_2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_{\mathrm{\α}}\\ d_{\mathrm{\β}}\end{array}\right];$

14）将上述步骤13）中的PWM逆变器在αβ坐标系下数学模型参量通过等效映射变换解耦成线性直流量，处理器通过控制线性直流量实现对PWM逆变器的控制。

正常工况下，三相输出电压的均值在额定值附近，三相输出电流的均值在额定负载电流以内。在变流器输出短路时，由于变流器本身有一定的内阻，而短路时负载电阻又极小，与变流器的内阻相当，故变流器输出电压会迅速跌落，此时的电流很大。此时硬件限流起作用，将电流控制在一定范围之内，那么输出电压因负载电阻很小从而也很小，几乎为零。一旦短路故障消除，变流器输出电流依然维持在刚才的限流值，但此时负载电阻增大，导致输出电压很快增大，电压的上升必然要超出短路故障前的正常输出电压。为此需要设置变流器正常工作的退出额定电压值，当输出电压恢复到接近额定电压值附近时，软件设定使变流器驱动解除封锁，变流器进入正常工作状态，不会引起振荡。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明的装置相比其他变频器运行保护产品，能在变频器并联系统中有效限流保护，能快速响应，能抵抗瞬时和非瞬时短路冲击，能有效抑制并机间环流大小；该装置性能稳定，控制精准，安全系数高，具有很强的实用性和广泛市场应用前景；本发明的方法可靠性高，能有效地保证变流器在故障期间维持限定电流输出，有效地保护变流器，同时使输出得到较好的电压电流波形，维持了供电的持续性。

附图说明

图1为本发明一实施例结构框图；

图2为本发明一实施例电流采样电路原理图；

图3为本发明一实施例电压采样电路原理图；

图4为本发明一实施例IGBT抗冲击保护电路原理图；

图5（a）为本发明一实施例三相变压器模型图；图5（b）为本发明一实施例三相变压器等效图；

图6为本发明一实施例变流器两相电路短路时硬件封锁限流示意图；

图7为本发明一实施例变流器主电路拓扑结构示意图；

图8为本发明一实施例d轴等效单相半桥变流器结构框图；

图9为本发明一实施例d轴限流保护控制结构图；

图10为本发明一实施例切换控制方法流程图。

具体实施方式

如图1所示，本发明一实施例包括处理器、两个电压采样电路、两个电流采样电路、输入电路、PWM整流器、PWM逆变器和输出电路，所述输入电路通过第一电压采样电路、第一电流采样电路接入所述处理器，所述输出电路通过第二电压采样电路、第二电流采样电路与处理器连接，所述处理器通过两个PWM驱动电路分别与PWM整流器、PWM逆变器连接，所述输入电路、PWM整流器、PWM逆变器、输出电路依次连接；所述PWM整流器、PWM逆变器之间并联有一个储能电容。

以TI公司生产的时钟频率达150MHz的TMS320F28335DSP控制芯片为处理器，辅以各采样电路、驱动电路及保护电路等。通过对变流器数学模型的解耦，可对DQ坐标系下对应参数单独控制，再经过坐标变换对应PWM控制参量，由电流电压采集信号反馈故障类型切换变流器运行模式。

图2为交流电流采样电路原理图，电流信号采集应用了霍尔电流传感器LA58-P，其中CUR_U+和CUR_U-为变流器经LA58-P信号采集输出，通过R1和R2的输出设置输送至数字控制电路处理器数据采样端口。上半部分为电流采集，BD3为整流桥，交流电流经过整流为直流电流，Jump为跳线，电流过大时通向1，成为过流保护信号。下半部分为电平转换电路，为的使输出DSP的ID转换口的电压符合DSP标准。

图3为电压采样电路原理图，其中INV_U为变流器输出U相相电压采集信号，INV_N为变流器逆变单元输出端的交流中线点采集信号，通过转换电路由VINV_U输入DSP。T4为二阶巴特沃兹有源低通滤波器，因采用的FilterLab软件对滤波器设计将变流器交流电压采集信号转变成了一路单极性电压采集信号。滤波器输出的单极性电压采集信号通过电压跟随器后经电平转换安全电路送至DSP28335的AD采样口。

图4为IGBT抗冲击保护电路图。设定参考电压值V_rf，通过快恢复二极管检测IGBT的饱和压降V_ce(sat)，当V_ce(sat)≥Ｖ_rf时，采用先降低栅极电压的方法，实现软关断，保护电路在10us之内将IGBT关断。

图5（a）、图5（b）为三相变压器的模型图及模型等效图，使用星型连接的变压器，定制电压变比为1。

图6为变流器两相电路短路时硬件封锁限流示意图。假如变流器A、B相间发生短路或者其他故障时，三相变压器二次电流i_oa=-i_ob，一次电流i_a=-i_b，此刻i_a如图中虚线Ⅰ所示，VT₁、VT₄仍然是开通的，而i_b如图中虚线Ⅱ所示，VT₇、VT₆仍然是开通的，所以短路后，二次电流i_oa=-i_ob迅速上升，一次电流i_a和i_b也随之激增，反映在直流母线电流上是其电流的绝对值相加，故直流母线电流i_d也随之激增。当直流母线电流大于最大设定值，立即封锁开关管的驱动信号，即VT₁、VT₄、VT₆、VT₇关断，VD₂、VD₃、VD₅、VD₈续流。则i_a和i_b又会迅速下降，直流母线的电流i_d也迅速下降。当直流母线的电流i_d小于最小设定值，变流器开关管的驱动信号恢复正常，变流器又正常工作；若此后变流器仍然处于短路状态，则如此反复封锁变流器的驱动信号，而起到硬件限流的作用，直至变流器恢复正常工作状态。这种瞬时值硬件封锁限流的方法，能够较快有效地起到限流作用。但若过载时间较长，瞬时值封锁电路反复封锁驱动信号，导致变流器输出电压电流严重畸变，为较长时间限流获得较好的输出波形，可在变流器控制中引入输出电流的软件限流环节。

图7为三相PWM变流器主电路拓扑结构。为了方便设计控制系统，可通过坐标变换，将三相对称坐标系(a,b,c)转换到同步旋转坐标系(d,q)，所谓同步旋转坐标系是和电网基波频率同步旋转的坐标系，经过这种变换后，三相交变的正弦量转化成了直流量，可大大简化控制系统设计。

定义s_k=1时PWM整流器桥臂的上管导通，下管关断；s_k=0时PWM整流器桥臂的下管导通，上管关断，其中k=A，B，C，U，V，W；A，B，C分别对应PWM整流器的三个桥臂，U，V，W分别对应PWM逆变器的三个桥臂；如图7所示，依据KCL和KVL定律，得在三相静止坐标系下整流回路方程为：

$\left\{\begin{array}{c}{L}_1\frac{{\mathrm{di}}_A}{\mathrm{dt}}=e_{\mathrm{AG}}-(s_A{v}_{\mathrm{dc}}+v_{\mathrm{NG}})-R_1{i}_A\\ L_1\frac{{\mathrm{di}}_B}{\mathrm{dt}}=e_{\mathrm{BG}}-(s_B{v}_{\mathrm{dc}}+v_{\mathrm{NG}})-R_1{i}_B\\ L_1\frac{{\mathrm{di}}_C}{\mathrm{dt}}=e_{\mathrm{CG}}-(s_C{v}_{\mathrm{dc}}+v_{\mathrm{NG}})-R_1{i}_C\\ C\frac{{\mathrm{dv}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}=i_A{s}_A+i_B{s}_B+i_C{s}_C-i_{\mathrm{dc}}\end{array}\right.$

利用变换矩阵T对整流回路方程电流电压变量做坐标变换，然后利用所述整流回路方程，得到PWM整流器在dq坐标系下的数学模型：

$\left\{\begin{array}{c}\frac{\mathrm{du}}{\mathrm{dt}}=-\frac{2}{R_{1}C}u+\frac{3}{C}(e_d{i}_d+e_q{i}_q)\\ \frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}=-\frac{R_1}{L_1}{i}_d+{\mathrm{\ωi}}_q+\frac{1}{L_1}{u}_d\\ \frac{{\mathrm{di}}_q}{\mathrm{dt}}=-\frac{R_1}{L_1}{i}_q-{\mathrm{\ωi}}_q+\frac{1}{L_1}{u}_q\end{array}\right.,$

其中，u=v_dc ²；e_d、e_q为dq坐标系下的电流；u_d=s_dv_dc ²，u_q=s_qv_dc，s_d、s_q分别为dq坐标系下d轴和q轴的开关函数；ω为磁动势旋转合成角速度；

采用前馈PI控制策略将上式中的d轴和q轴变量解耦，得到解耦后的d轴和q轴变量表达式：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_d=-(K_{\mathrm{iP}}+\frac{K_{\mathrm{iI}}}{s})(i_d^{*}-i_d)+{\mathrm{\ωL}}_2{i}_q+e_d\\ u_q=-(K_{\mathrm{iP}}+\frac{K_{\mathrm{iI}}}{s})(i_q^{*}-i_q)-{\mathrm{\ωL}}_2{i}_d+e_q\end{array}\right.,$

K_iP、K_iI为电流环比例调节增益和积分调节增益；i_d ^*、i_q ^*为i_d、i_q的电流指令值；s为拉普拉斯变换的复变量，ω为磁动势旋转合成角速度；

将上述d轴和q轴变量表达式代入PWM整理器在dq坐标系下的数学模型中，得到PWM整流器的电流输入为：

$L_{1}p\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{-R}_1+K_{\mathrm{iP}}+\frac{K_{\mathrm{iI}}}{s}& 0\\ 0& {-R}_1+K_{\mathrm{iP}}+\frac{K_{\mathrm{iI}}}{s}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]-(K_{\mathrm{iP}}+\frac{K_{\mathrm{iI}}}{s})\left[\begin{array}{c}{i}_d^{*}\\ i_q^{*}\end{array}\right],$

其中，p为微分算子；

依据KCL和KVL定律，得到PWM逆变器三相输入电流对应的三相静止坐标系下的逆变回路方程：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ou}}\\ u_{\mathrm{ov}}\\ u_{\mathrm{ow}}\end{array}\right]=(\frac{1}{C_o}-\frac{R_C}{L_2}{R}_2)\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]-\frac{R_C}{L_2}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ou}}\\ u_{\mathrm{ov}}\\ u_{\mathrm{ow}}\end{array}\right]+\frac{R_C{U}_{\mathrm{dc}}}{L_2}\left[\begin{array}{ccc}\frac{2}{3}& -\frac{1}{3}& \frac{2}{3}\\ -\frac{1}{3}& \frac{2}{3}& \frac{2}{3}\\ -\frac{1}{3}& -\frac{1}{3}& \frac{2}{3}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{s}_u\\ s_v\\ s_w\end{array}\right]$

$\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]=-\frac{R_2}{L_2}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]-\frac{1}{L_2}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ou}}\\ u_{\mathrm{ov}}\\ u_{\mathrm{ow}}\end{array}\right]+\frac{U_{\mathrm{dc}}}{L_2}\left[\begin{array}{ccc}\frac{2}{3}& -\frac{1}{3}& \frac{2}{3}\\ -\frac{1}{3}& \frac{2}{3}& \frac{2}{3}\\ -\frac{1}{3}& -\frac{1}{3}& \frac{2}{3}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{s}_u\\ s_v\\ s_w\end{array}\right],$

其中，u_ou，u_ov，u_ow为输出滤波器的三相输出相电压，i_u，i_v，i_w为PWM逆变器输出相电流，L₂为负载侧滤波器件等效串联电感值，R₂为负载侧滤波器件等效串联电感值，R_C和C_o分别为输出滤波器等效的并联电阻值和电容值，定义O点为输出端零电位参考点，U_dc为PWM逆变器输入电压；

依据PWM调制原理，取一个周期的平均值，定义变量d_j为平均占空比，即：

$s_j=d_j+\frac{1}{2},j=u,v,w$

利用d_j和逆变输出回路方程得到PWM逆变器三相输出电压和三相输出电流基于平均占空比的数学模型为：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ou}}\\ u_{\mathrm{ov}}\\ u_{\mathrm{ow}}\end{array}\right]=(\frac{1}{C_o}-\frac{R_C}{L_2}{R}_2)\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]-\frac{R_C}{L_2}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ou}}\\ u_{\mathrm{ov}}\\ u_{\mathrm{ow}}\end{array}\right]+\frac{R_C{U}_{\mathrm{dc}}}{L_2}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_u\\ d_v\\ d_w\end{array}\right],$

$\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]=-\frac{R_2}{L_2}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]-\frac{1}{L_2}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ou}}\\ u_{\mathrm{ov}}\\ u_{\mathrm{ow}}\end{array}\right]+\frac{U_{\mathrm{dc}}}{L_2}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_u\\ d_v\\ d_w\end{array}\right],$

将u_ou、u_ov、u_ow，i_u、i_v、i_w，变量d_j分别经变换矩阵P进行Clark变换，得到两相静止αβ坐标系下电压u_oα、u_oβ，电流i_α、i_β，变量d_α、d_β；

将所述数学模型通过等效映射Clarke变换，得PWM逆变器在αβ坐标系下数学模型为：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{o\α}}\\ u_{\mathrm{o\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{C_o}-\frac{R_C}{L_2}{R}_2& 0\\ 0& \frac{1}{C}-\frac{R_C}{L_2}{R}_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}\frac{R_C}{L_2}& 0\\ 0& \frac{R_C}{L_2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{o\α}}\\ u_{\mathrm{o\β}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}\frac{R_C}{L_2}{u}_{\mathrm{dc}}& 0\\ 0& \frac{R_C}{L_2}{u}_{\mathrm{dc}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_{\mathrm{\α}}\\ d_{\mathrm{\β}}\end{array}\right],$

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\frac{R_2}{L_2}& 0\\ 0& -\frac{R_2}{L_2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}-\frac{1}{L_2}& 0\\ 0& -\frac{1}{L_2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{o\α}}\\ u_{\mathrm{o\β}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}\frac{u_{\mathrm{dc}}}{L_2}& 0\\ 0& \frac{u_{\mathrm{dc}}}{L_2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_{\mathrm{\α}}\\ d_{\mathrm{\β}}\end{array}\right];$

将上述PWM逆变器在αβ坐标系下数学模型参量通过等效映射变换解耦成线性直流量，处理器通过控制线性直流量实现对PWM逆变器的控制；

图8为α轴等效单相半桥逆变器结构框图。数学模型参量通过等效映射变换，三相静止坐标系交变耦合参量可以进一步解耦成线性直流量，β轴应采用同α轴控制器，则可以通过对α轴和β轴直流量分别控制实现对PWM逆变器的控制。

图9为d轴限流保护控制结构图。当硬件限流保护策略起作用后，T转向1使得软件限流保护策略开始作用。图中状态反馈以PID控制为例，可根据变流器控制策略调节状态参量。q轴应采用同一个控制器。

图10为本发明一实施例限流中断控制方法流程图。处理器响应硬件封锁电路中断请求，计算相电流平均有效值逐个与软件限流保护程序控制阀值I_sf比较，通过几个步骤判断故障是否消除，以确定退出中断或运行限流保护调节程序。

Claims (1)

1.一种变流器并联运行切换控制装置的控制方法，变流器并联运行切换控制装置包括处理器、两个电压采样电路、两个电流采样电路、输入电路、PWM整流器、PWM逆变器和输出电路，所述输入电路通过第一电压采样电路、第一电流采样电路接入所述处理器，所述输出电路通过第二电压采样电路、第二电流采样电路与处理器连接，所述处理器通过两个PWM驱动电路分别与PWM整流器、PWM逆变器连接，所述输入电路、PWM整流器、PWM逆变器、输出电路依次连接；所述PWM整流器、PWM逆变器之间并联有一个储能电容；所述输出电路包括三相变压器，所述PWM逆变器通过输出滤波单元与所述三相变压器连接，所述输出滤波单元由电阻和电感串联组成，所述三相变压器三个原边绕组两端之间分别并联有一个电容；所述输入电路包括网侧输入滤波单元，所述网侧输入滤波单元由滤波电感和滤波电阻串联组成；其特征在于，该方法为：

1)第一电流采样电路将PWM整流器的采样电流送入处理器中，若所述采样电流大于所述处理器中预先设定的电流值，则处理器控制PWM整流器发出故障报警信号，处理器执行中断；

2)判断故障是否解除，若解除，则中断结束；若未解除，则进入3)；

3)定义s_k＝1时PWM整流器或PWM逆变器桥臂的上管导通，下管关断；s_k＝0时PWM整流器或PWM逆变器桥臂的下管导通，上管关断，其中k＝A，B，C，U，V，W；A，B，C分别对应PWM整流器的三个桥臂，U，V，W分别对应PWM逆变器的三个桥臂；

4)依据KCL和KVL定律，得到PWM整流器三相输入电流i_A、i_B、i_C对应的三相静止坐标系下的整流回路方程：

$\left\{\begin{array}{c}{L}_1\frac{{\mathrm{di}}_A}{\mathrm{dt}}=e_{\mathrm{AG}}-(s_A{v}_{\mathrm{dc}}+v_{\mathrm{NG}})-R_1{i}_A\\ L_1\frac{{\mathrm{di}}_B}{\mathrm{dt}}=e_{\mathrm{BG}}-(s_B{v}_{\mathrm{dc}}+v_{\mathrm{NG}})-R_1{i}_B\\ L_1\frac{{\mathrm{di}}_C}{\mathrm{dt}}{e}_{\mathrm{CG}}-(s_C{v}_{\mathrm{dc}}+v_{\mathrm{NG}})-R_1{i}_C\\ C\frac{{\mathrm{dv}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}=i_A{s}_A+i_B{s}_B+i_C{s}_C-i_{\mathrm{dc}}\end{array}\right.,$

其中，e_xG为PWM整流器输入交流相电压大小、v_dc为PWM整流器整流输出直流电压、i_dc为PWM整流器整流输出电流大小、v_NG表示零电位点电势差、R₁表示网侧输入滤波单元滤波电阻大小、L₁表示网侧输入滤波单元滤波电感大小、C为储能电容值，x＝A、B、C；

5)将PWM整流器三相输入电流i_A、i_B、i_C对应的三相静止坐标系分别经Clark变换和Park变换到两相旋转dq坐标系下d轴和q轴的电流i_d、i_q，利用d轴和q轴的电流i_d、i_q以及PWM整流器三相输入电流i_A、i_B、i_C得到变换矩阵T；变换矩阵T的表达式为：

6)利用变换矩阵T对整流回路方程电流电压变量做坐标变换，然后利用所述整流回路方程，得到PWM整流器在dq坐标系下的数学模型：

$\left\{\begin{array}{c}\frac{\mathrm{du}}{\mathrm{dt}}=-\frac{2}{R_{1}C}u+\frac{3}{C}(e_d{i}_d+e_q{i}_q)\\ \frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}=-\frac{R_1}{L_1}{i}_d+{\mathrm{\ωi}}_q+\frac{1}{L_1}{u}_d\\ \frac{{\mathrm{di}}_q}{\mathrm{dt}}=-\frac{R_1}{L_1}{i}_q-{\mathrm{\ωi}}_q+\frac{1}{L_1}{u}_q\end{array}\right.,$

其中，u＝v_dc ²；e_d、e_q为e_xG经过坐标变换在dq坐标系下的电压；u_d＝s_dv_dc ²，u_q＝s_qv_dc，s_d、s_q分别为dq坐标系下d轴和q轴的开关函数；ω为磁动势旋转合成角速度；

7)采用前馈PI控制策略将上述步骤6)中的d轴和q轴变量解耦，得到解耦后的d轴和q轴变量表达式：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_d=-(K_{\mathrm{iP}}+\frac{K_{\mathrm{iI}}}{s})(i_d^{*}-i_d)+\mathrm{\ω}{L}_2{i}_q+e_d\\ u_q=-(K_{\mathrm{iP}}+\frac{K_{\mathrm{iI}}}{s})(i_q^{*}-i_q)-\mathrm{\ω}{L}_2{i}_d+e_q\end{array}\right.,$

K_iP、K_iI为电流环比例调节增益和积分调节增益；i_d ^*、i_q ^*为i_d、i_q的电流指令值；ω为磁动势旋转合成角速度；s为拉普拉斯变换的复变量；L₂为输出滤波单元等效串联电感值；

8)将上述d轴和q轴变量表达式代入PWM整流器在dq坐标系下的数学模型中，得到PWM整流器的电流输入为：

$L_{1}p\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}-P_1+K_{\mathrm{iP}}+\frac{K_{\mathrm{iI}}}{s}& 0\\ 0& -R_1+K_{\mathrm{iP}}+\frac{K_{\mathrm{iI}}}{s}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]-(K_{\mathrm{iP}}+\frac{K_{\mathrm{iI}}}{s})\left[\begin{array}{c}{i}_d^{*}\\ i_q^{*}\end{array}\right],$

其中，p为微分算子；

9)依据KCL和KVL定律，得到PWM逆变器三相输出电流对应的三相静止坐标系下的逆变回路方程：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ou}}\\ u_{\mathrm{ov}}\\ u_{\mathrm{ow}}\end{array}\right]=(\frac{1}{C_o}-\frac{R_C}{L_2}{R}_2)\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]-\frac{R_C}{L_2}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ou}}\\ u_{\mathrm{ov}}\\ u_{\mathrm{ow}}\end{array}\right]+\frac{R_C{U}_{\mathrm{dc}}}{L_2}\left[\begin{array}{ccc}\frac{2}{3}& -\frac{1}{3}& \frac{2}{3}\\ -\frac{1}{3}& \frac{2}{3}& \frac{2}{3}\\ -\frac{1}{3}& -\frac{1}{3}& \frac{2}{3}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{s}_U\\ s_V\\ s_W\end{array}\right],$

$\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]=-\frac{R_2}{L_2}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]-\frac{1}{L_2}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ou}}\\ u_{\mathrm{ov}}\\ u_{\mathrm{ow}}\end{array}\right]+\frac{U_{\mathrm{dc}}}{L_2}\left[\begin{array}{ccc}\frac{2}{3}& -\frac{1}{3}& \frac{2}{3}\\ -\frac{1}{3}& \frac{2}{3}& \frac{2}{3}\\ -\frac{1}{3}& -\frac{1}{3}& \frac{2}{3}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{s}_U\\ s_V\\ s_W\end{array}\right],$

其中，u_ou，u_ov，u_ow为输出滤波单元的三相输出相电压，i_u，i_v，i_w为PWM逆变器输出相电流，L₂为输出滤波单元等效串联电感值，R₂为输出滤波单元等效串联电阻值，R_C和C_o分别为输出滤波单元等效的并联电阻值和电容值，U_dc为PWM逆变器输入电压；

10)依据PWM调制原理，取一个周期的平均值，定义变量d_j为平均占空比，即：

$s_j=d_j+\frac{1}{2},j=U,V,W$

11)利用d_j和逆变回路方程得到PWM逆变器三相输出电压和三相输出电流基于平均占空比的数学模型为：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ou}}\\ u_{\mathrm{ov}}\\ u_{\mathrm{ow}}\end{array}\right]=(\frac{1}{C_o}-\frac{R_C}{L_2}{R}_2)\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]-\frac{R_C}{L_2}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ou}}\\ u_{\mathrm{ov}}\\ u_{\mathrm{ow}}\end{array}\right]+\frac{R_C{U}_{\mathrm{dc}}}{L_2}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_U\\ d_V\\ d_W\end{array}\right],$

$\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]=-\frac{R_2}{L_2}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]-\frac{1}{L_2}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ou}}\\ u_{\mathrm{ov}}\\ u_{\mathrm{ow}}\end{array}\right]+\frac{U_{\mathrm{dc}}}{L_2}\left[\begin{array}{ccc}1& 0& 0\\ 0& 1& 0\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_U\\ d_V\\ d_W\end{array}\right],$

12)将u_ou、u_ov、u_ow，i_u、i_v、i_w，变量d_j分别经变换矩阵P进行Clark变换，得到两相静止αβ坐标系下电压u_oα、u_oβ，电流i_α、i_β，变量d_α、d_β；变换矩阵P的表达式为：

13)将步骤11)中所述数学模型通过等效映射Clarke变换，得PWM逆变器在αβ坐标系下数学模型为：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{o\α}}\\ u_{\mathrm{o\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{C_o}-\frac{R_C}{L_2}{R}_2& 0\\ 0& \frac{1}{C}-\frac{R_C}{L_2}{R}_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}\frac{R_C}{L_2}& 0\\ 0& \frac{R_C}{L_2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{o\α}}\\ u_{\mathrm{o\β}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}\frac{R_C}{L_2}{U}_{\mathrm{dc}}& 0\\ 0& \frac{R_C}{L_2}{U}_{\mathrm{dc}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_{\mathrm{\α}}\\ d_{\mathrm{\β}}\end{array}\right],$

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\frac{R_2}{L_2}& 0\\ 0& -\frac{R_2}{L_2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}-\frac{1}{L_2}& 0\\ 0& -\frac{1}{L_2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{o\α}}\\ u_{\mathrm{o\β}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}\frac{U_{\mathrm{dc}}}{L_2}& 0\\ 0& \frac{U_{\mathrm{dc}}}{L_2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_{\mathrm{\α}}\\ d_{\mathrm{\β}}\end{array}\right];$

14)将上述步骤13)中的PWM逆变器在αβ坐标系下数学模型参量通过等效映射变换解耦成线性直流量，处理器通过控制线性直流量实现对PWM逆变器的控制。