CN103188853A - 用于led驱动器的功率变换器的预测控制 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于LED驱动器的功率变换器的预测控制。一种系统采用预测前馈控制机制来控制开关功率变换器以为LED串供电。LED控制器确定用于驱动LED串的程控电流电平和占空比。LED控制器基于所述程控电流电平和占空比来确定用于驱动所述LED串的所述开关功率变换器的后续周期的预测负载。功率变换控制器使用预测负载信息以控制开关功率变换器的开关。这改善了开关变换器对于改变的负载状态的动态响应，因此提高了系统的总体功率效率和性能。

Description

用于LED驱动器的功率变换器的预测控制

技术领域

本发明涉及驱动LED(发光二极管)，并且更具体地涉及用于驱动多个LED串的系统。

背景技术

LED正在各种各样的电子应用中被采用，例如，建筑照明，汽车头灯和尾灯，用于包括个人计算机、笔记本电脑、高清电视、闪光灯等在内的液晶显示装置的背光。与诸如白炽灯和荧光灯等传统照明光源相比，LED具有明显优势，包括效率高、指向性好、色彩稳定、可靠性高、使用寿命长、尺寸小和环境安全。

LED是电流驱动型器件，意味着其产生的光通量(即亮度)主要是施加的流经它们的电流的函数。因此，调节流过LED的电流是重要的控制技术。为通过直流(DC)电压源驱动大型LED阵列，经常使用诸如升压功率变换器或升降压功率变换器等DC-DC开关功率变换器来为多个LED串供应上轨(top rail)电压。在使用LED背光的液晶显示器(LCD)的应用中，控制器经常有必要与用于每个LED串的独立的电流设置并行地来控制多个LED串。控制器然后可以独立地控制LCD的不同部分的亮度。而且，控制器能够以定时的方式打开或者关闭LCD的不同部分。

由于LED之间的制造差异，维持特定电流电平所必需的跨每个LED串的电压降差异很大。图1的VI曲线示出了两个不同的LED(LED1和LED2)的电压和电流之间的指数关系。对于LED1和LED2，为了提供相同量的峰值电流，LED1必须运行在约3.06伏特的正向电压降，而LED2必须运行在约3.26伏特的正向电压降。假设在第一LED串中有10个具有LED1特性的LED，则跨该串有30.6V的电压降。假设在第二LED串102中有10个具有LED2特性的LED，则跨第二LED串有32.6V的电压降。该2伏特的差值因此将被用于驱动第二串的电路所消耗从而两个串都以相同的40mA的峰值电流运行。

不同LED的不可预测的VI特性使得以省电方式操作不同的LED串而同时仍然维持对LED串的亮度的精确控制变得困难。已经开发了不同技术来应对这一挑战，但是许多传统的解决方案要么效率低要么需要使用附加的电路，该附加的电路大幅增加了用于调节流过LED串的电流的组件的成本。

发明内容

开关功率变换器控制器使用估计用于功率变换器的后续开关周期的预测负载的预测前馈控制机制来控制功率变换器的开关。在一个实施例中，在开关功率变换器的第一开关周期期间接收预测负载信号。预测负载信号表示在继第一开关周期之后出现的开关功率变换器的第二开关周期期间一个或多个LED串的预测负载。基于预测负载确定占空比，以便在第二开关周期期间驱动开关功率变换器。在第二开关周期期间使用占空比控制开关功率变换器以获得用于给一个或多个LED串供电的调节的输出电压。

实施例还包括用于驱动一个或多个LED串的系统。该系统包括LED控制器和功率变换控制器。LED控制器被耦合以接收用于驱动一个或多个LED串的亮度设置。LED控制器产生用于表示在该亮度设置下运行的一个或多个LED串的预测负载的预测负载信号。功率变换控制器被耦合以在开关功率变换器的第一开关周期期间从LED控制器接收预测负载信号。功率变换控制器基于预测负载信号产生控制信号。控制信号具有用于在继第一开关周期之后出现的第二开关周期期间控制开关功率变换器的开关的占空比。开关功率变换器向一个或多个LED串提供功率。

有利地，功率变换控制器利用预测负载信号而不是完全依靠反馈调节来控制开关功率变换器的开关。这改善了开关功率变换器当调整以适应改变的LED串的负载状态的时候的动态响应。改善的动态响应减少或消除了诸如在过渡状态期间当输出电压降到调节电压以下时发生的闪烁等性能问题。而且，改善的动态响应减少或消除了在过渡状态期间当输出电压升到其调节电压以上时发生的不想要的功率损耗。

说明书中描述的特征和优点并非全部，特别是，结合附图、说明书和权利要求书，许多附加的特征和优点对于本领域普通技术人员而言是显而易见的。此外，应当注意本说明书中所使用的用语主要是出于可读性和指导性的目的而被选择的，并且可能不是被选择以描述或限制创造性的技术方案。

附图说明

通过结合附图考虑如下详细描述，本发明的实施例的教导可以被很容易地理解。

图1是用于示出制造差异对于正向偏置LED的I-V曲线的影响的曲线图。

图2示出了用于驱动多个LED串的高层级系统。

图3A示出了用于开关变换器的一个实施例的电路图。

图3B示出了与以非连续导通模式(DCM)运行的开关变换器相关联的波形。

图4是用于示出由LED控制器控制的LED驱动器的一个实施例的电路图。

图5是用于针对典型的LED示出电流和光学照度之间的典型的非线性传递函数的曲线图。

图6是用于针对典型的LED示出作为结点温度的函数的光通量密度的典型的温度下调的曲线图。

具体实施方式

附图和下面的描述仅通过说明的方式涉及本发明的优选实施例。从下述讨论中应当注意到此处公开的结构和方法的可替换实施例将很容易被认为是可以在不脱离所要求保护的发明的原理的情况下而使用的可行的可替换物。

现在将详细参照本发明的若干实施例，在附图中示出了其示例。应当注意到，只要可行，在附图中可以使用相似或者相同的附图标记，并且可以用以指示相似或者相同的功能。附图仅出于说明的目的描述本发明的实施例。本领域技术人员将很容易从下面的描述中认识到此处示出的结构和方法的可替换实施例可以在不脱离此处描述的本发明的原理的情况下而被使用。

图2示出了用于驱动多个LED串225的系统的一个实施例。该系统包括LED驱动器230、LED控制器240、视频控制器250、功率变换器控制器210和开关功率变换器220。可替换实施例可以包括不同的或附加的组件。

例如，视频控制器250可以是一种控制LCD显示器以形成图像的器件。视频控制器250确定用于LCD显示器的期望背光要求，其通过控制信号207将该需求传输到LED控制器240。例如，在一个实施例中，控制信号207包括用于LED串225的亮度设置和用于LED串225的预定的基线电流。通常，视频控制器250在视频控制器250的每个垂直同步(Vsync)周期更新一次控制信号207。在一个实施例中，尽管被示为两个独立器件，但是视频控制器250和LED控制器240可以是同一集成电路器件的独立组件或者在同一集成电路器件上执行的固件中的独立线程。

LED控制器240接收来自视频控制器250的控制信号207并且确定用于驱动LED串225的电流电平和占空比(即打开/关闭时间)以实现由视频控制器250指定的期望亮度。程控电流电平和占空比通过信号235传送到LED驱动器230，其根据传送的设置驱动LED串225。LED控制器240可以对于不同的LED串225指定不同的设置，因此允许LED驱动器230能够对于不同的LED串225实现不同的亮度值。

LED控制器240和LED驱动器230通过通信链路235相互通信。在一个实施例中，通信链路235可以表示用于连接两个或以上集成电路器件以承载信息的任何串行或并行链路。例如，通信链路235可以是串行协议接口(SPI)、集成电路间总线(I2C)等。通信链路235也可以表示单个通信链路的聚集，其中，每个链路专门用于承载一种类型的信息(例如，占空比设置、程控电流电平或调节信息)。

LED控制器240和LED驱动器230使用自适应开关操作，自适应开关作为一种有效地驱动多个LED串225的技术。例如，在一个实施例中，LED控制器240通过通信链路235从LED驱动器230接收调节信息，其指示流过LED通道225的电流是在调节中还是脱离调节。在校准处理期间，LED控制器240使用调节信息来确定用于每个LED通道225的程控电流值。在一个实施例中，程控电流选自相对于基线电流的一组有限的可能的电流值。每个LED通道225可以具有不同的程控电流值，基于不同的LED串225的不同的I-V特性而设置该值以优化该通道的功率效率。

使用预定的基线电流设置、亮度设置和程控电流电平，LED控制器240计算用于LED通道225的占空比。可以对于不同的通道程序化不同的占空比以补偿程控的每个LED通道225的电流值之间的变化并且维持对于每个LED通道225的相对亮度的控制。例如，具有较高峰值电流值的LED串225将具有较高的占空比，并且具有较低峰值电流值的LED串225将具有较高的占空比。下面相对于图4提供有关使用自适应开关的LED驱动器230和LED控制器240的运行的更多细节。

LED控制器240还基于用于每个LED串225的已知的程控电流电平和占空比来产生预测负载信号216，并且向功率变换器控制器210输出预测负载信号216。预测负载信号216包括可以由其得出用于在开关功率变换器220的后续开关周期中控制Vboost的适当的控制信号的信息。例如，在一个实施例中，预测负载信号216表示在开关功率变换器220的开关周期期间流过LED串225的平均累积电流，或者是可以由其得出平均累积电流的信息。可替换地，预测负载信号216可以表示在预定时期内将要被LED串225所消耗的估计功率，或者是可以由其得出估计功率的其它信息。正如下面将要进一步详细描述的，预测负载信号216使得功率变换器控制器210能够更加有效地调整开关功率变换器220的输出以补偿负载的变化。

开关功率变换器220调节输入电压V_in并且向多个LED串225提供公共电压Vboost 245。在反馈路径中，功率变换器控制器210感测来自开关功率变换器220、表示开关功率变换器220的输出电压Vboost 245的反馈电压(V_FB)214，并且提供控制信号212以控制开关功率变换器220的开关，以便将Vboost 245维持在期望的调节电压。例如，在一个实施例中，控制信号212包括用于控制开关功率变换器220的开关的脉冲宽度调制(PWM)信号。可替换地，控制信号212包括脉冲频率调制(PFM)信号。因此，如果Vboost 245开始下降到其调节电压以下(例如，由于LED串225的负载需求增加了)，则功率变换器控制器210将通过反馈信号214感测到Vboost 245的电压降并且增加控制信号212的占空比，因而抵消Vboost 245中的下降。同样地，如果Vboost 245上升到其调节电压以上(例如，由于LED串225的负载需求减小了)，则功率变换器控制器210将通过反馈信号214感测到电压升并且减小控制信号212的占空比，因而抵消Vboost 245中的上升。

如上所述，LED串225的程控电流和占空比(并且因此总体负载需求)可以根据由视频控制器250所设定的亮度设置而逐周期改变。例如，在一个实施例中，程控电流和占空比在视频控制器250的每个Vsync周期被更新一次。虽然上面讨论的功率变换器控制器210的反馈控制机制将起作用以抵消由于改变负载需求而引起的Vboost 245中的上升或者下降，但是可以通过基于前馈预测负载信号216来进一步调整开关功率变换器220的占空比来改善动态负载响应时间。预测负载信号216向功率变换器控制器210提供用于估计在开关功率变换器220的后续开关周期期间的期望负载的预报信息。因此，功率变换器控制器210可以在改变负载之前调整控制信号212，而不等待通过Vboost 245中的上升或者下降(通过反馈电压214感测到)而被发现的负载改变。结果，可以显著地改善对于动态负载的环路响应。

在一个实施例中，每当从视频控制器250接收到调整过的亮度设置(例如，每个Vsync周期一次)，LED控制器240便更新预测负载信号216。可替换地，LED控制器240可以采用与后续周期相对应的预测信息在开关功率变换器220的每个开关周期、每个第二开关周期、每个第三开关周期等更新预测负载信号216。因此，例如，在第一开关周期期间接收到的预测负载信号216提供用于在几个第一开关周期之后第二开关周期期间控制开关功率变换器220的信息。参考图3A-3B，在下面进一步详细描述用于确定预测负载信号216的示例过程。

在一个实施例中，可以结合具有第一阶控制和第二阶控制的系统来使用预测负载信号216。例如，在使用扫描操作模式的电视背光系统中，由PWM占空比实现第一阶亮度控制，并且基于低频的扫描占空比来实现第二阶亮度控制。仅当第一阶控制和第二阶控制均有效时，电流导通通过LED串225。例如，假设Vsync周期是120Hz以及的PWM频率是2.4KHz。如果PWM的占空比设为50％，并且扫描占空比起初被设为100％，则这将导致在Vsync周期的持续时间内产生20个占空比为50％的PWM脉冲，导致某个程控值的50％的平均电流。然后，如果对于后续的Vsync周期将扫描占空为调整到50％，则在Vsync周期的持续时间内将仅有10个占空比为50％的PWM脉冲，导致仅为该程控值的25％的平均电流。因此，在一个实施例中，预测负载信号216可以根据此处描述的相同原理基于第一和第二(和/或甚至更高阶)亮度控制来合并预测信息。

对于由预测前馈结构所实现的改善的动态负载响应而言有若干好处。首先，改善的负载响应可以减少或者防止当Vboost 245由于增加的负载需求而下降到调节电压以下时可能导致的LED闪烁。其次，改善的负载响应可以减少或者消除当Vboost 245由于减少的负载需求而上升到调节电压以上时可能导致的不期望的功率损耗。第三，因为改善的负载响应补偿了通常与减小的输出电容相关联的Vboost 245的较大的电压摆动，所以在开关功率变换器220中可以采用较小的输出电容器而不会牺牲性能。使用升压变换器220的较小的输出电容通常是期望的，因为其降低了材料成本的费用并且进一步增加了发电厂的带宽，以致环路控制可以在保持调节中发挥更多的作用。

在一个实施例中，LED控制器240和LED驱动器230是相异的(即独立的和不同的)集成电路器件。换句话说，LED控制器240不是与LED驱动器230相同的集成电路器件的一部分。可替换地，LED控制器240和LED驱动器230可以被集成在同一集成电路内。而且，在一个实施例中，LED控制器240和功率变换器控制器210被包括在同一集成电路器件内。在该实施例中，可以共享用于由功率变换器控制器210和LED控制器240所执行的各种运算的算术处理单元，因此降低了系统的总体成本。

功率变换器控制器和开关变换器的运行

图3A示出了可以被用作开关功率变换器220的升压变换器320的示例结构。在升压变换器320中，当开关晶体管Q1导通时，能量储存在电感L中。当开关晶体管Q1断开时，能量通过二极管D1传递到电容C1并且被看作是输出电压V_O。包括电阻R1和R2的分压器被耦合以产生表示V_O的被感测的反馈电压V_FB。V_FB可以被用作反馈电压214并且V_O可以被耦合以提供Vboost。

图3B示出了当以非连续导通模式(DCM)运行时用于驱动升压变换器320的PWM信号312和流过升压变换器320的电感电流I_L的波形图。在时间段301期间，PWM信号312有效，从而导通开关晶体管Q1。电感电流I_L随着电感器L充电而以速率m₁增加。时间段301被称为充电时间并且由d_1TS给出，其中，d₁是PWM信号312的占空比并且T_S是PWM信号312的周期。在时间段303期间，PWM信号312为低电平，从而断开开关晶体管Q1。电感电流I_L随着电感器L放电而以速率m₂减小，从而提供二极管电流I_D并且生成跨电容器C1的输出电压V_O。时间段303被称为放电时间并且由d_2TS给出，其中，d₂是当电感器L放电时周期T_S的百分比。在时间段305期间，因为电感器L已经完全放电，所以电感电流I_L近似为零值。时间段305被称为死区时间并且由d_3TS给出，其中，d₃是当电感电流为零值时周期T_S的百分比，其在放电周期之后并且在下一个PWM周期开始之前。

从图3A和3B可知，流过电感器L的最大电流I_MAX由下式给出：

I_MA_X＝d₁T_sm₁＝d₂T_sm₂    (1)

在充电时间301期间，Q1导通并且跨电感器L的电压为V_in。因此，m₁由下式给出：

$m_1=\frac{V_{\mathrm{in}}}{L}---\left(2\right)$

在放电时间303期间，Q1断开并且跨电感器L的电压为V_o-V_in。因此，m₂由下式给出：

$m_2=\frac{V_o-V_{\mathrm{in}}}{L}---\left(3\right)$

求解d₂并且代入m₁和m₂得出：

$d_2=\frac{d_1{T}_s{m}_1}{T_s{m}_2}=\frac{d_1{m}_1}{m_2}=\frac{d_1{V}_{\mathrm{in}}/L}{(V_o-V_{\mathrm{in}})/L}=\frac{d_1{V}_{\mathrm{in}}}{(V_o-V_{\mathrm{in}})}---\left(4\right)$

在周期T_S上的平均二极管输出电流<I_D>_Ts然后由下式给出：

${<I_D>}_{\mathrm{Ts}}=\frac{I_{\mathrm{MAX}}}{2}{d}_2=\frac{d_1{T}_s{m}_1}{2}\frac{d_1{V}_{\mathrm{in}}}{(V_o-V_{\mathrm{in}})}=\frac{d_1^2{T}_s{V}_{\mathrm{in}}^2}{2L(V_o-V_{\mathrm{in}})}---\left(5\right)$

求解d₁得出：

$d_1=\frac{1}{V_{\mathrm{in}}}\sqrt{\frac{2L}{T_s}{<I_D>}_{\mathrm{Ts}}(V_o-V_{\mathrm{in}})}---\left(6\right)$

因此，从等式(6)可知，功率变换器控制器210的合适的占空比d₁可以基于输入电压V_in、电感L、PWM周期T_S、输出电压V_o以及每个PWM周期的平均二极管电流<I_D>_Ts而被确定。这里，V_in和V_o由功率变换器控制器210通过反馈连接233和214来监视。PWM周期T_S是已知的，因为它由功率变换器控制器210设置并且通常在整个运行过程中保持恒定。电感L可以是已知的，或者可替换地，可以在启动校准时序期间测量得到。平均二极管电流<I_D>_Ts相当于在开关周期T_S期间流过LED串225的累积平均电流。该平均电流<I_D>_Ts可以由LED控制器240根据程控电流和占空比来确定，并且通过预测负载信号216而被提供给功率变换器控制器210。例如，平均电流<I_D>_Ts可以由下式确定：

${<I_D>}_{T_S}=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{d}_{\mathrm{LEDn}}{i}_{\mathrm{LEDn}}---\left(7\right)$

其中，对于用于驱动N个LED串的LED驱动器230而言，dL_EDn是在开关周期T_S期间用于LED串n的程控占空比，并且iL_EDn是在开关周期T_S期间流过LED串n的程控电流。

因为LED控制器240提前获得了用于开关功率变换器220的后续占空比的程控电流和占空比，所以LED控制器240也可以提前计算用于后续占空比的平均二极管电流<_ID>_Ts并且在预测负载信号216中提供该信息。因此，功率变换器控制器210可以在后来的占空比之前预期用于该占空比的适当的控制设置并且不必仅仅依赖于感测到的反馈电压V_FB。

在可替换的实施例中，可以使用不同类型的开关功率变换器220。例如，开关功率变换器220可以包括降压变换器、升降压变换器、反激变换器或者其它类型的开关变换器。而且，功率变换器控制器210可以在各种运行模式下(包括如上所述的非连续导通模式或者连续导通模式)控制开关功率变换器220。此外，可以使用不同的控制机制来控制开关功率变换器220，包括例如上述的脉冲宽度调制、或者脉冲频率调制。尽管上述精确的计算依所采用的变换器的类型、运行模式以及控制机制可以不同，但是一般原理可以应用于各种各样的系统。

LED驱动器

图4是由LED控制器240控制的LED驱动器230的一个实施例的电路图。在每个LED通道中，LED串225与PWM开关Q_P(例如NMOS晶体管)串联耦合以控制LED通道225中的LED的导通时间和断开时间。LED串225和PWM开关Q_P也与低压降稳压器(LDO)404串联耦合以调节流过LED通道225的电流。LDO 404确保LED串225中的峰值电流被调节到固定电平。LDO 404还提供本地电源抑制以减少来自Vboost的升压电压纹波对LED串225的照度的影响。在每个LED通道，LDO 404消耗与流过LED通道225的电流、PWM占空比和跨LDO 404的电压降的乘积成正比的功率。

LED驱动器230包括照度控制器410，其通过根据从LED控制器240接收到的占空比设置494经由控制信号408来控制PWM开关Q_P从而独立地控制每个LED通道的亮度。占空比设置494包括可以用来设定PWM开关Q_P的导通和断开时间的信息，例如，时间的百分比(例如，40％，60％)，或者在时间和占空比期间上的单独的占空比。照度控制器410还根据从LED控制器240接收到的程控电流电平492经由控制信号409和数字-模拟转换器(DAC)407来控制LDO404。

此外，LDO 404经由复用器411向照度控制器410输出调节反馈信号415，其指示LDO 404是否进行调节。该调节反馈490被传输到LED控制器240，其使用该调节信息490以在校准期间设定流过LED通道225的程控电流电平492，下面更加详细地对此进行描述。

尽管图4仅示出了两个LED通道，但是LED驱动器230可以包括用于控制任何数量的LED串225的电路。LED驱动器230的其它实施例示于题为“LED Driver with Multiple Feedback Loops”的美国专利申请公开No.2009/0322234和在2009年9月11日提交的题为“Adaptive Switch Mode LED Driver”的美国申请No.12/558,275中，上述申请的内容通过引用被整体结合于此。

LED控制器240接收基线电流设置480和亮度设置482(例如，通过控制信号207从视频控制器250接收)。在另一个实施例中，电流设置480可以从另一个源(例如，用以设置电流值的外部电阻)接收。LED控制器240计算用于每个LED通道的程控电流电平492和占空比设置494并且将这些设置传输到LED驱动器230的照度控制器410。

在其它实施例中，LED控制器240还可以从视频控制器250接收其它类型的信息，这些信息然后被传递到照度控制器310。例如，LED控制器240可以接收每个LED通道的延迟信息，该信息然后被传送到照度控制器410。该延迟信息被照度控制器410在每个PWM周期期间用于延迟PWM开关Q_P的导通时间使得一些LED通道的导通时间相对于其它LED通道是交错排列的。

低压降稳压器(LDO)

LDO 404根据用于每个LED通道的程控电流电平调节流过LED串225的电流。每个LDO 404包括运算放大器(op-amp)406、检测电阻R_S和传输晶体管Q_L(例如NMOS晶体管)。传输晶体管Q_L和检测电阻R_S串联耦合在PWM开关Q_P和接地端子之间。op-amp 406的输出耦合到传输晶体管Q_L的栅极以控制流过LDO 404的电流。Op-amp 406从DAC 407接收正输入信号Vref并且通过负反馈回路从传输晶体管Q_L的源极接收负输入信号Vsense。

LDO 404包括反馈回路，其通过Vsense感测流过LED串的电流并且控制传输晶体管Q_L以将感测到的电流维持在由Vref所设定的程控电流电平。Op-amp 406将Vref与Vsense进行比较。如果Vref高于Vsense，则op-amp 406增大施加到传输晶体管Q_L的栅极电压，从而增大流过检测电阻R_S和LED串225的电流直到其稳定在Vref。如果Vsense变得高于Vref，则op-amp 406减小施加到传输晶体管Q_L的栅极电压，从而减小流过R_S的电流并且致使Vsense下降直到其稳定在Vref。因此，LDO 404采用反馈环路以将Vsense维持在Vref，由此将流过LED串425的电流维持到与Vref成正比的固定值。在一个实施例中，即使当PWM开关Q_P断开时，采样和保持电路(未示出)维持Vsense的电压电平。

LDO 404还包括比较器455，其将op-amp 406的输出451与参考电压453进行比较并且将结果信号输出到复用器411。比较器455的输出指示流过LDO的电流是否脱离调节。例如，如果DAC设置对于LDO太高以致由于LED串225顶端的Vboost 245电压不足而无法将电流维持在程控电平，则op-amp 406的输出将逐步上升到参考电压453以上的电平。在其它可替换的实施例中，到比较器455的输入451可以耦合到LDO晶体管Q_L的漏极或源极而不是耦合到op-amp 406的输出。

照度控制器和LED控制器

照度控制器410和LED控制器240一起工作以监视每个LED通道的特性并且设置峰值电流和PWM占空比以维持LED通道之间的亮度匹配并且优化功率效率。对于每个LED通道，照度控制器410接收来自LED控制器240的程控电流电平492和占空比设置494。照度控制器410然后输出控制信号408、409、418以分别控制LDO 404、PWM开关Q_P和复用器411。照度控制器410还接收来自LDO 404的调节反馈信号415并且将调节反馈390发送到LED控制器240。

控制信号409数字化设置DAC 307的输出，其转而提供模拟参考电压Vref，其用于设置流过LED串225的程控电流。在一个实施例中，控制信号409是允许8个可能的可编程电流的3比特DAC字。例如，在一个实施例中，可以对于在40mA到54mA的范围内以2mA的增量增加的电流设置每个LED通道。正如下面将要描述的，程控电流电平由处理器件210在校准阶段期间对每个LED通道225进行确定。照度控制器410独立控制每个LED通道使得不同的LED通道可以由处理器件210针对不同的程控电流进行配置。

在一个实施例中，DAC 407的分辨率仅为3比特或4比特。考虑到电流运行的大动态范围，另一个DAC 427产生用于每个DAC 407的种子参考。DAC 427用于设置当DAC 407被控制信号409数字化设置为零值时将要使用的基数电平。例如，DAC 427可以具有10比特的分辨率以更好地控制LED通道中电流的范围。

控制信号408根据用于LED通道的占空比设置494来数字化控制用于每个LED通道的PWM开关Q_P。正如下面将要更加详细地描述的，LED控制器240根据在计算过程期间的程控电流492、基线电流设置480和亮度设置482来确定用于每个LED通道的占空比设置494。照度控制器410独立控制每个LED通道225的占空比使得不同的LED通道225可以由处理器件210针对不同的PWM占空比进行配置。用于给定的LED通道的占空比设置494和程控电流492共同确定该LED通道中LED的亮度。

控制信号418控制复用器411的开关。照度控制器410通过开关复用器411的选择线418来顺序监视来自不同的LED通道的反馈信号。可替换地，照度控制器410可以监视来自不同的LED通道的反馈信号，而不使用复用器411。照度控制器410将调节反馈490传递到处理器件210以在下面更加详细地描述的校准阶段使用。

LED控制器240接收用以指定用于每个LED通道n的相对亮度BI_n的亮度输入482。在一个实施例中，亮度输入BI_n将用于每个LED通道n的期望相对亮度表示为预定的最大亮度的百分比(例如，BI₁＝60％，BI₂＝80％，BI₃＝100％，等)。因为通道的亮度输出直接与占空比成正比，所以处理器采用亮度输入BI_n作为该通道的基线占空比。因此，例如，60％的亮度输入BI_n指示最大占空比(对应于最大亮度)的60％的通道n的基线占空比。然而，当确定PWM开关Q_P的占空比时，LED控制器240通过补偿因子来修改该基线占空比以补偿LED通道之间的已知的电流变化并且维持期望的相对亮度。该补偿因子和最终的占空比在下述的校准和计算过程期间确定。

校准阶段

LED控制器240在运行开始的时候(例如，启动后不久)进入校准阶段以确定用于每个LED通道的程控电流电平。每个LED通道被独立设置以补偿LED通道225之间的制造偏差并且维持由亮度输入482设置的LED通道之间的相对亮度输出。因此，LED控制器240确保采用相同亮度输入482配置的通道具有实质上匹配的亮度输出。

最初，LED控制器240接收基线电流设置480或者Iset电平(例如，Iset＝40mA)。LED控制器240然后输出电流电平492，其致使照度控制器410将DAC 407初始化到其最低电平。DAC 427也被初始化到对应于基线电流设置的值。Vboost 245然后递增地减小(通过控制信号240)直到LED通道中的一个通道不能在期望的Iset(例如，Iset＝40mA)电平处或以上运行。Vboost 245然后再次增加直到所有通道再次在期望的Iset电平处运行在调节中。最弱的通道(即具有最大的跨LED串225的正向电压降的LED通道)将运行在Iset处或在Iset附近，而其它通道由于LED串402的不同的I-V特性可以运行在更高的电流电平。为了对于每个LED串255监视电流电平，跨RS的电压可以被感测并且被传递到LED控制器240(未示出)。该信息也可以从DAC 407以DAC值的形式获得。

一旦Vboost 245达到合适的电平，LED控制器240从它的最低电平到它的最高电平按顺序排列用于每个LED通道的DAC 307并且监视来自比较器455的输出，该输出指示调节的状态。当DAC 407的输出对于LDO 404而言变得太高而不能将电流维持在程控电平时，op-amp 406的输出逐步上升并且超过阈值电压453致使比较器455的输出改变，其指示通道不再处于调节中。在通道脱离调节之后，LED控制器240顺序递减用于LED通道的DAC 407直到该通道回到处于调节中。LED控制器240然后在阈值电压453被超过之前存储用于LED通道的最高可能DAC设置作为用于LED通道n的程控电流电平I_n。重复该校准处理以确定用于每个LED通道n的程控电流电平I_n。在校准之后的正常运行期间，每个LED通道n被设为确定的程控电流I_n。

校准处理通常确保每个LDO 404在低于但接近每个LDO 404的饱和点处运行以获得最好的功率效率。在饱和电流高于最大DAC设置的最坏情况实例中，LDO 404将尽可能地接近三极管和LDO 404的饱和区域之间的交结点以饱和状态运行。

在一个实施例中，校准被即时执行，与在初始校准阶段期间执行相反。在即时校准期间，Vboost 245电压被设为预定的电压电平并且DAC 407被设为其最低电平。当系统运行时，Vboost 245以特定时间间隔(例如，每8ms)降低直到一个或多个LED串225不能在Iset处或以上运行，并且Vboost再次增大以将最弱的通道带回到调节中。一旦Vboost 245达到合适的电平，LED控制器240从它的最低电平到它的最高电平并联顺序排列用于每个LED通道的DAC 307并且监视来自比较器455的输出。该顺序排列以特定时间间隔(例如，每8ms)出现。当LED串脱离调节的时候，LED控制器240然后在脱离调节之前存储用于LED通道的最高可能DAC设置作为用于LED通道n的程控电流电平I_n。余下的LED串继续以相同方式进行顺序排列以识别其程控电流电平I_n。

进一步地，当系统运行时，LED通道225的调节状态被LED控制器240不断地监视。正如比较器455的输出所指示的并且通过调节信号490传送到处理器件210，如果LED通道从调节中脱离出来，则LED控制器240减小用于该LED通道的程控电流电平直到其回到调节中。此外，LED控制器240可以周期性地增加程控电流电平492以确定其是否应该被增加。如果LED通道225在较高的电流电平保留在调节中，则用于LED通道225的新的DAC设置被LED控制器240存储为用于LED通道n的新的程控电流电平I_n。

在其它实施例中，全部或部分校准可以由照度控制器410来执行，降低了通过LED控制器240的交互。在一个实施例中，开关功率变换器220直接由照度控制器410控制(未示出)。照度控制器410接收来自LED控制器240或视频控制器250的Iset。照度控制器410设置Vboost 245以便最弱的通道运行在Iset或者接近Iset。照度控制器410然后顺序排列DAC 407直到最优的DAC 407设置被识别。然而，在照度控制器410中执行校准并非同在LED控制器240中执行校准一样有利，因为其要求添加附加的控制电路到照度控制器410。

占空比计算

基于为每个LED通道n所确定的程控电流电平I_n，处理器件210采用如下等式确定用于每个LED通道n的PWM占空比(PWM_out_n)：

$\mathrm{PWM}\_{\mathrm{out}}_n={\mathrm{BI}}_n\frac{\mathrm{Iset}}{I_n}---\left(1\right)$

其中，BI_n是表示用于通道n的期望的相对亮度设置的基线占空比，并且Iset是预定的基线电流电平。等式(1)通过补偿因子

按比例调节该基线占空比以补偿通道间的电流变化并且维持期望的相对亮度。在正常运行期间，LED控制器240向照度控制器410提供PWM_out_n作为用于通道n的占空比设置494。照度控制器410然后根据用于每个通道n的占空比设置494通过控制信号408驱动PWM开关Q_P。

现在提供示例以进一步说明LED控制器240和照度控制器410的运行。在该示例中，PWM亮度输入482将每个通道n的相对亮度BI_n设为60％的亮度。电流设置输入380将基线电流设置Iset设为40mA。在上述校准阶段期间，LED控制器240确定用于每个LED通道的程控电流电平492并且将该程控电流电平492传送到照度控制器410。照度控制器410然后通过控制信号409和DAC 407设置程控电流电平。在该示例中，LED控制器240将第一LED通道设为电流电平I₁＝46mA，将第二LED通道设为电流电平I₂＝40mA并且将第三LED通道设为电流电平I₃＝42mA使得每个LED通道在接近但低于其饱和点处运行。LED控制器240将等式(1)应用到程控电流电平以将用于每个LED通道n的占空比PWM_out_n确定如下：

$\mathrm{PWM}\_{\mathrm{out}}_1={\mathrm{BI}}_1\frac{\mathrm{Iset}}{I_1}=60\%\frac{40\mathrm{mA}}{46\mathrm{mA}}=52.2\%---\left(2\right)$

$\mathrm{PWM}\_{\mathrm{out}}_2={\mathrm{BI}}_2\frac{\mathrm{Iset}}{I_2}=60\%\frac{40\mathrm{mA}}{40\mathrm{mA}}=60\%---\left(3\right)$

$\mathrm{PWM}\_{\mathrm{out}}_3={\mathrm{BI}}_3\frac{\mathrm{Iset}}{I_3}=60\%\frac{40\mathrm{mA}}{42\mathrm{mA}}=57.1\%---\left(4\right)$

因此，校准和计算过程确定用于每个LED通道n的电流I_n和占空比PWM_out_n。有利地，每个LED通道将具有相同的平均电流(PWM_out_n×I_n＝24mA)。因此，由于亮度输出与流过LED通道的平均电流密切相关，所以观察到的每个LED通道的亮度将会被很好地匹配。

如果对于不同的通道n将相对亮度输入BI_n 482进行不同的设置，那么等式(1)确保不同通道的平均电流之间的比值与亮度输入之间的比值相匹配。例如，如果第四通道被配置为亮度输入BI₄＝75％并且第五通道被配置为亮度输入BI₅＝25％，则LED控制器240校准这些通道使得第四和第五通道之间的平均电流的比值为3∶1。

与照度控制器410相反，在LED控制器240中执行亮度计算有利于减小照度控制器410的尺寸和复杂度。用于执行这种占空比计算的电路可能在LED驱动器中占据大量的空间。然而，在许多采用LED驱动器的系统(诸如电视机和显示器)中，能够执行这种计算的LED控制器240已经是该系统的现有组件。这些现有的系统资源因而能够被用于简化自适应开关LED驱动器的实现。进一步地，LED控制器240可以是通过固件或者其它器件可编程的，其允许在没有任何硬件改变的情况下容易地更新用于计算亮度的公式。

在另一个实施例中，LED控制器240采用如下等式根据PWM_out_n计算PWM开关Q_P的占空比导通时间：

Ton_n＝PWM_out_n×Tperiod    (5)

其中，Ton_n表示用于通道n中的开关Q_P的占空比导通时间并且Tperiod是一个完整占空比周期的持续时间。换句话说，Ton_n和Tperiod表示被分成两个单独的时间分量的占空比PWM_out_n。Ton_n和Tperiod可以采用任何时间单位(诸如秒或时钟周期)进行测量。例如，如果PWM_out_n为40％并且Tperiod为1000个时钟周期，则Ton_n为400个时钟周期。在一个实施例中，Tperiod可以由LED控制器240采用各种方法中的任何一种来确定，例如，根据预定的设置或者根据从视频控制器250接收的设置来确定。

Ton_n和Tperiod作为用于控制PWM开关Q_P的导通和断开时间的占空比设置494被传送到LED驱动器230。与PWM_out_n相反，将占空比设置494Ton_n和Tperiod的形式传送到LED驱动器是有利的，因为其允许将用于把PWM_out_n转换成Ton_n时间的附加的处理电路从LED驱动器230中去除。

照度传递函数补偿

在可替换的实施例中，LED控制器240应用等式(1)的修改版本以解释光通量和LED的正向电流之间的关系中的非线性。图5是从正向导通LED发出的作为电流的函数的相对光通量的曲线图。该曲线图示出光学效率随正向电流的增大而下降，并且这引起斜率中的轻微减小。在一个实施例中，LED控制器240采用如下形式的二阶多项式为照度传递函数建模：

lum(x)＝c₂x²+c₁x+c₀    (6)

其中，c₀、c₁和c₂是实验所确定的常数。在该实施例中，处理器件210应用如下补偿等式以确定用于每个LED通道n的PWM_out_n：

${\mathrm{PWM}\_\mathrm{out}}_n={\mathrm{BI}}_n\frac{\mathrm{lum}\left(\mathrm{Iset}\right)}{\mathrm{lum}\left(I_n\right)}---\left(7\right)$

与上述将LED通道之间的平均电流的比值与亮度输入BI_n的比值相匹配的等式(1)相反，等式(7)却将LED通道的相对光通量输出设为正比于相对亮度BI_n。这提供了LED通道之间的相对亮度输出的更加精确的维持。因此，配置有相同亮度输入的LED通道将具有实质上相同的亮度输出。

在一个实施例中，LED控制器240在校准阶段期间求解用于每个LED通道n的比值

并且将结果存储在存储器中。在实时运行期间，每当亮度输入482被更新时，LED控制器240仅需要执行保持等式(7)中的乘法操作的操作。

在另一个可替换的实施例中，LED控制器240应用了等式(1)的不同的修改版本，该修改版本另外提供对于LED通道之间的温度变化的补偿。图6是结点从具有55mA的正向电流的正向偏置LED发出的、作为结点温度的函数的相对光通量密度的曲线图。该曲线图示出了随着LED的结点温度从25摄氏度升高到85摄氏度，照度中有大约12％的下降。该下降是温度的大体上线性的函数。因此，在一个实施例中，处理器件210应用如下等式以确定用于每个LED通道n的PWM_out_n：

$\mathrm{PWM}\_{\mathrm{out}}_n={\mathrm{BI}}_n\frac{\mathrm{lum}\left(\mathrm{Iset}\right)}{\mathrm{lum}\left(I_n\right)C_T}---\left(8\right)$

其中，C_T是实验所确定的温度的线性函数。在该实施例中，LED控制器240被修改为包括被配置为接收用于LED串225的温度数据的附加的温度输入信号(未示出)。该温度数据可以采用任何常规的LED温度测量技术来获得。

在阅读了本公开内容之后，本领域技术人员将认识到还有用于LED系统的附加的可替换设计。因此，虽然已经说明和描述了本发明的特定实施例和应用，但是应当理解，本发明不限于本文公开的精确结构和组件，而且对于本领域技术人员而言将是显而易见的各种修改、改变和变化可以在本文公开的本发明的方法和装置的布置、操作和细节方面做出，而不会背离所附权利要求中所限定的本发明的精神和范围。

Claims (22)

1.一种用于控制为一个或多个LED串供电的开关功率变换器的方法，所述方法包括：

在所述开关功率变换器的第一开关周期期间接收预测负载信号，所述预测负载信号表示在所述开关功率变换器的第二开关周期期间所述一个或多个LED串的预测负载，所述第二开关周期在所述第一开关周期之后；

基于在所述第一开关周期期间接收的所述预测负载信号确定用于在所述第二开关周期期间驱动所述开关功率变换器的占空比；以及

采用确定的占空比在所述第二开关周期期间控制所述开关功率变换器以产生为所述一个或多个LED串供电的输出电压。

2.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：

感测在所述第二开关周期期间的所述开关功率变换器的输出电压；

将感测的输出电压与期望的调节电压进行比较；以及

调整所述开关功率变换器的所述占空比以实现在所述输出电压下的调节。

3.根据权利要求1所述的方法，其中所述预测负载信号表示在所述开关功率变换器的所述第二开关周期期间流过所述一个或多个LED串的预测累积平均电流。

4.根据权利要求1所述的方法，其中所述预测负载信号根据流过所述LED串的程控电流和驱动所述LED串的占空比来确定。

5.根据权利要求4所述的方法，其中所述预测负载信号基于用于所述LED串中的每一个的所述程控电流和对应的占空比的乘积。

6.根据权利要求1所述的方法，其中确定用于驱动所述开关功率变换器的占空比包括：

基于以下各项中的至少一项来确定所述占空比：到所述开关功率变换器的感测的输入电压、所述开关功率变换器的感测的输出电压、所述开关功率变换器的电感、所述开关功率变换器的开关周期以及在所述开关周期期间流过所述LED串的平均累积电流。

7.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：

接收用于所述一个或多个LED串的基线电流设置；以及

基于所述一个或多个LED串的电流-电压特性和所述基线电流设置来确定流过所述一个或多个LED串中的每一个的程控电流电平。

8.根据权利要求7所述的方法，进一步包括：

接收用于所述一个或多个LED串的亮度设置；以及

基于所述亮度设置和所述程控电流电平确定用于驱动所述一个或多个LED串中的每一个的占空比。

9.根据权利要求8所述的方法，进一步包括：

通过通信通道将确定的占空比和程控电流电平输出到LED驱动器，其中所述LED驱动器根据所述占空比和所述程控电流电平驱动所述LED串。

10.根据权利要求8所述的方法，进一步包括：

在视频控制器的每个垂直同步周期从所述视频控制器接收一次所述亮度设置；以及

响应于接收所述亮度设置，在每个垂直同步周期更新一次所述预测负载信号。

11.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：

接收输入电压；以及

调节所述输入电压以生成为所述一个或多个LED串供电的调节的输出电压，其中所述控制信号控制所述开关功率变换器的开关以实现在所述输出电压下的调节。

12.一种用于驱动一个或多个发光二极管(LED)串的系统，所述系统包括：

LED控制器，其被耦合以接收亮度设置，所述亮度设置用于驱动所述一个或多个LED串并且产生预测负载信号，所述预测负载信号表示在所述亮度设置下运行的所述一个或多个LED串的预测负载；以及

功率变换控制器，其被耦合以在所述开关功率变换器的第一开关周期期间从所述LED控制器接收所述预测负载信号并且基于在所述第一开关周期期间接收的所述预测负载信号产生控制信号，所述控制信号具有用于在继所述第一开关周期之后的第二开关周期期间控制开关功率变换器的开关的占空比，所述开关功率变换器向所述一个或多个LED串供电。

13.根据权利要求12所述的系统，其中所述功率变换控制器进一步被配置为感测所述开关功率变换器的调节的输出电压并且调整所述开关功率变换器的所述占空比以实现在所述调节的输出电压下的调节。

14.根据权利要求12所述的系统，其中所述预测负载信号表示在所述开关功率变换器的所述第二开关周期期间流过所述一个或多个LED串的预测平均累积电流。

15.根据权利要求14所述的系统，其中所述预测负载信号基于用于所述LED串中的每一个的所述程控电流和对应的占空比的乘积。

16.根据权利要求12所述的系统，其中所述预测负载信号根据流过所述LED串的程控电流和驱动所述LED串的占空比来确定。

17.根据权利要求12所述的系统，其中所述功率变换控制器基于到所述开关功率变换器的感测的输入电压、所述开关功率变换器的感测的输出电压、所述开关功率变换器的电感、所述开关功率变换器的开关周期以及在所述开关周期期间流过所述LED串的平均累积电流来确定用于驱动所述开关功率变换器的所述占空比。

18.根据权利要求12所述的系统，其中所述LED控制器被配置为基于所述一个或多个LED串的电流-电压特性来确定流过所述一个或多个LED串中的每一个的程控电流电平。

19.根据权利要求18所述的系统，其中所述LED控制器进一步被配置为基于亮度设置和所述程控电流电平来确定用于驱动所述一个或多个LED串中的每一个的占空比。

20.根据权利要求19所述的系统，进一步包括：

用于在所述LED控制器和LED驱动器之间通信的通信通道，其中所述LED控制器通过所述通信通道将确定的占空比和程控电流电平输出到所述LED驱动器。

21.根据权利要求19所述的系统，其中所述LED控制器在视频控制器的每个垂直同步周期从所述视频控制器接收一次所述亮度设置，并且响应于接收所述亮度设置在每个垂直同步周期更新一次所述预测负载信号。

22.根据权利要求12所述的系统，进一步包括：

所述开关功率变换器，其接收来自所述LED控制器的控制信号并且调节输入电压以生成为所述一个或多个LED串供电的调节的输出电压，其中所述控制信号控制所述开关功率变换器的开关以在所述输出电压下调节。

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