CN103151990A - 基于共源放大电路中mos管电压非线性输出的补偿方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及基于共源放大电路MOS管的栅极非线性电容的补偿方法。所述补偿方法，是在共源放大电路的MOS管M1的栅极连接一有源电感电路。本发明利用有源电感对MOS管栅极电容随栅极电压变化而产生的非线性变化的特性，对MOS管栅极电容进行反向的非线性补偿，从而来平滑MOS管栅极电容特性，有效提高放大器的线性度，该方法简单易行且实用效果好。

Description

基于共源放大电路中MOS管电压非线性输出的补偿方法

技术领域

本发明属于集成电路设计技术领域，尤其涉及基于共源放大电路MOS管的栅极非线性电容的补偿方法。

背景技术

集成电路中的共源极放大器的的输入信号电压V_in与栅漏极之间的电压V_gs是非线性关系。例如图1所示的共源极放大器等效电路，其中R_S为信号源内阻，r₀为NMOS的漏源寄生电阻，R_L为放大器的负载。使用密勒效应对图1进行等效，等效后的电路如图2所示。由密勒定理可知，C_gd1＝C_gd(1-A_V)，C_gd2＝C_gd(1-A_V ^-1)，其中

则该晶体管的输入阻抗为：

$Z_{\mathrm{in}}=\frac{1}{\mathrm{j\ω}(C_{\mathrm{gb}}+C_{\mathrm{gs}}+C_{\mathrm{gd}1})}$ $=\frac{1}{\mathrm{j\ω}(C_{\mathrm{gb}}+C_{\mathrm{gs}}+(1-A_V)C_{\mathrm{gd}})}---(1-1)$

                                                     （1-1）

其中C_gd1为MOS管栅漏电容密勒等效到栅源间的等效电容，C_gd为MOS管栅漏电容，C_gb为MOS管栅极和衬底间的寄生电容，A_V为增益比，ω为电路的工作角频率，j为虚数单位。

MOS管栅源电压与输入电压的关系为：

$V_{\mathrm{gs}}=\frac{Z_{\mathrm{in}}}{Z_{\mathrm{in}}+R_S}{V}_{\mathrm{in}}---(1-2)$

$=\frac{1}{1+\frac{R_S}{Z_{\mathrm{in}}}}{V}_{\mathrm{in}}=\frac{1}{1+\mathrm{j\ω}(C_{\mathrm{gb}}+C_{\mathrm{gs}}+(1-A_V)C_{\mathrm{gd}})R_S}{V}_{\mathrm{in}}---(1-3)$

式（1-3）中的三个非线性栅电容C_gb，C_gs和C_gd分为随偏压变化的栅电容C_gb1，C_gs1，C_gd1和不随偏压变化C_gb2，C_gs2，C_gd2的两部分组成。

C_gb＝C_gb1+C_gb2

（1-4）    C_gs＝C_gs1+C_gs2

            （1-5）

C_gd＝C_gd1+C_gd2

（1-6）

其中不随偏压变化的部分是栅极与源极、漏极的交叠氧化层电容及栅与衬底间的交叠氧化层电容，即

C_gb2＝C_gb0L

（1-7）

C_gs2＝C_gs0W                                              （1-8）

C_gd2＝C_gd0W                                            （1-9）

在式（1-7）、（1-8）、（1-9）中，C_gb0为每单位沟道长度的栅-衬底交叠电容，C_gs0和C_gd0分别为每单位沟道宽度的栅源和栅漏交叠电容，L为MOS管的栅长，W为MOS管的栅宽。

MOS管三个非线性电容在截止区、线性区和饱和区的值如表1所示。由下表可知，从截止区到饱和区，随着输入电压的增加，栅电容C_gs从C_gs0W增加到2C_oxWL/3+C_gs0W，C_gd一直为C_gd0W不变，C_gb由C_oxWL+C_gb0L减小到C_gb0L；从饱和区到线性区C_gs从2C_oxWL/3+C_gs0W减小到C_oxWL/2+C_gd0W，C_gd由C_gd0W增加到C_oxWL/2+C_gd0W，C_gb仍然为C_gb0L。因此可知在AB类工作模式下，C_gb+C_gs+（1-A_V）C_gd是变量，且在V_ds一定时，随着V_gs的增大，C_gb+C_gs+（1-A_V）C_gd呈增大趋势。因此可知V_gs与V_in不是线性关系，这就是影响功率放大器线性度的重要原因。对mos管的栅极电容C_gs，C_gd和C_gb进行仿真，仿真结果如图3所示。其中MOS管选用smic018工艺中的n18，其开启电压V_th=0.5V。漏端电压V_DS为0.15V，栅源电压的变化范围为0～1.8V。图3中，最上面的一条曲线表示栅源电容C_gs随栅极电压的变化关系，中间曲线表示栅漏电容C_gd随栅极电压的变化关系，最下面一条曲线表示栅极和衬底间的电容C_gb随栅极电压的变化关系。可见，这些电容值随着栅极电压的变化而变化，而且变化关系也是非线性的。这就使得式（1-3）表示的MOS管栅源电压与输入电压的关系也是非线性的。

表1不同工作区的栅电容

工作区

Cgb

Cgs

Cgd

截止区	CoxWL+Cgb0L	Cgs0W	Cgd0W
				线性区	Cgb0L	CoxWL/2+Cgs0W	CoxWL/2+Cgd0W
饱和区	Cgb0L	2CoxWL/3+Cgs0W	Cgd0W

而现代无线通信系统为了提高传输质量和频谱利用率，常采用效率较高的调制方式，这些调制方式对射频接收机前端的低噪声放大器和发射机末端的功率放大器的线性度要求较高。目前针对功率放大器的线性化技术研究已有不少，但大都针对模块级电路，电路实现复杂，规模也较大，难以在放大器的集成电路设计过程中实施。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术之不足，提出一种基于共源放大电路中MOS管电压非线性输出的补偿方法，通过有源电感补偿MOS管栅极电容随栅极电压变化的特性，来的非线性变化进行反向补偿，提高放大器的线性度。

所述补偿方法，在共源放大电路的MOS管M1的栅极连接一有源电感电路。

本发明所述补偿方法的特征在于，所述有源电感电路包括MOS管M2和连接该MOS管漏极及栅极的反馈电阻R。

本发明所述补偿方法的特征在于，所述共源放大电路包括MOS管M1、所述MOS管M1栅极上的信号源内阻R_s和连接在MOS管M1漏极上的负载电阻R_L。

本发明利用有源电感对MOS管栅极电容随栅极电压变化而产生的非线性变化的特性，对MOS管栅极电容进行反向的非线性补偿，从而来平滑MOS管栅极电容特性，有效提高放大器的线性度，该方法简单易行且实用效果好。

附图说明

图1是共源极放大器小信号等效电路图。

图2是图1所示电路经过密勒等效后的电路图

图3是MOS管的栅极电容的仿真效果图。

图4是共源放大电路中的有源电感补偿的电原理图。

图5是图4是所示电路的小信号等效电路图。

图6是图4是所示电路中的MOS管M1的补偿前后栅极电容的仿真图。

具体实施方式

对照图4，有源放大电路包括MOS管M1、栅极上的信号源内阻R_s和连接在漏极上的负载电阻R_L；在栅极输入端有输入信号V_in，输入阻抗Z_in，在漏极输出端由输出信号V_out，负载端连接连接电源V_DD。为了提高该放大器的线性化，在MOS管M1的栅极上连接有源电感补偿电路，该补偿电路包括MOS管M2和连接该MOS管漏极及栅极的反馈电阻R，下面对该电路进行小信号等效分析，其等效电路如图5。

由图5的小信号等效电路图可知，电路的总输入导纳Y_in＝Y_in1+Y_in2，而由式（1-1）得M₁的输入导纳Y_in1＝jω(C_gb1+C_gs1+(1-A_V1)C_gd1)。因此现在主要任务是求出MOS管M₂的输入导纳Y_in2。对于M₂管，可得以下公式

$-i_2=\mathrm{j\ω}{C}_{\mathrm{gs}2}{V}_{\mathrm{gs}2}+g_{m2}{V}_{\mathrm{gs}2}+\frac{V_{\mathrm{ds}2}}{r_0}+g_{\mathrm{mb}2}{V}_{\mathrm{bs}2}+\mathrm{j\ω}{C}_{\mathrm{sb}2}{V}_{\mathrm{bs}2}---(2-1)$

$\mathrm{j\ω}{C}_{\mathrm{gs}2}{V}_{\mathrm{gs}2}=\frac{V_{\mathrm{dg}2}}{R}+\mathrm{j\ω}(C_{\mathrm{gd}2}+C_{\mathrm{gb}2})V_{\mathrm{dg}2}---(2-2)$

V_ds2＝V_dg2+V_gs2＝-V_gs1                                    (2-3)

V_bs2＝V_ds2＝-V_gs1                                              (2-4)

由式（2-1）、（2-3）和（2-4）可得

$i_2=-(\mathrm{j\ω}{C}_{\mathrm{gs}2}+g_{m2})V_{\mathrm{gs}2}+\frac{V_{\mathrm{gs}1}}{r_0}+(g_{\mathrm{mb}2}+\mathrm{j\ω}{C}_{\mathrm{sb}2})V_{\mathrm{gs}1}---(2-5)$

由式（2-2）可得

$V_{\mathrm{dg}2}=\frac{\mathrm{j\ωR}{C}_{\mathrm{gs}2}{V}_{\mathrm{gs}2}}{1+\mathrm{j\ωR}(C_{\mathrm{gd}2}+C_{\mathrm{gb}2})}---(2-6)$

将式（2-6）代入式（2-3）中可得

$V_{\mathrm{gs}2}=-\frac{1+\mathrm{j\ωR}(C_{\mathrm{gd}2}+C_{\mathrm{gb}2})}{1+\mathrm{j\ωR}(C_{\mathrm{gd}2}+C_{\mathrm{gb}2}+C_{\mathrm{gs}2})}{V}_{\mathrm{gs}1}---(2-7)$

将式（2-7）带入式（2-5）可得

$i_2=[(\mathrm{j\ω}{C}_{\mathrm{gs}2}+g_{m2})\frac{1+\mathrm{j\ωR}(C_{\mathrm{gd}2}+C_{\mathrm{gb}2})}{1+\mathrm{j\ωR}(C_{\mathrm{gd}2}+C_{\mathrm{gb}2}+C_{\mathrm{gs}2})}+\frac{1}{r_0}+g_{\mathrm{mb}2}+\mathrm{j\ω}{C}_{\mathrm{sb}2}]V_{\mathrm{gs}1}---(2-8)$

因此由式（2-8）可得

$Y_{\mathrm{in}2}=\frac{i_2}{V_{\mathrm{gs}1}}=(\mathrm{j\ω}{C}_{\mathrm{gs}2}+g_{m2})\frac{1+\mathrm{j\ωR}(C_{\mathrm{gd}2}+C_{\mathrm{gb}2})}{1+\mathrm{j\ωR}(C_{\mathrm{gd}2}+C_{\mathrm{gb}2}+C_{\mathrm{gs}2})}+\frac{1}{r_0}+g_{\mathrm{mb}2}+\mathrm{j\ω}{C}_{\mathrm{sb}2}$

$=\frac{[1+\mathrm{j\ωR}(C_{\mathrm{gd}2}+C_{\mathrm{gb}2})](\mathrm{j\ω}{C}_{\mathrm{gs}2}+g_{m2})[1-\mathrm{j\ωR}(C_{\mathrm{gd}2}+C_{\mathrm{gb}2}+C_{\mathrm{gs}2})]}{1+{\mathrm{\ω}}^2{R}^2{(C_{\mathrm{gd}2}+C_{\mathrm{gb}2}+C_{\mathrm{gs}2})}^2}+\frac{1}{r_0}+g_{\mathrm{mb}2}+\mathrm{j\ω}{C}_{\mathrm{sb}2}$

$=\frac{g_m-{\mathrm{\ω}}^{2}R{C}_{\mathrm{gs}2}(C_{\mathrm{gd}2}+C_{\mathrm{gb}2})+{\mathrm{\ω}}^{2}R(C_{\mathrm{gd}2}+C_{\mathrm{gb}2}+C_{\mathrm{gs}2})[{\mathrm{Rg}}_{m2}(C_{\mathrm{gd}2}+C_{\mathrm{gb}2})+C_{\mathrm{gs}2}]}{1+{\mathrm{\ω}}^2{R}^2{(C_{\mathrm{gd}2}+C_{\mathrm{gb}2}+C_{\mathrm{gs}2})}^2}+\frac{1}{r_0}+g_{\mathrm{mb}2}$

$+\mathrm{j\ω}\frac{(1-g_{m}R)C_{\mathrm{gs}2}+C_{\mathrm{sb}2}+{\mathrm{\ω}}^2{R}^2[C_{\mathrm{gs}2}(C_{\mathrm{gd}2}+C_{\mathrm{gb}2}+C_{\mathrm{gs}2})(C_{\mathrm{gd}2}+C_{\mathrm{gb}2})+{(C_{\mathrm{gd}2}+C_{\mathrm{gb}2}+C_{\mathrm{gs}2})}^2{C}_{\mathrm{sb}2}]}{1+{\mathrm{\ω}}^2{R}^2{(C_{\mathrm{gd}2}+C_{\mathrm{gb}2}+C_{\mathrm{gs}2})}^2}$

(2-9)

由于跟栅源电容C_gs相比，其余的电容随栅源电压的增加变化不大，并且它们的值也比较小。为了简化式（2-9），可将C_gd2，C_gb2和C_sb2近似看成0。则式（2-9）的虚部可简化为

$\mathrm{imag}\left(Y_{\mathrm{in}2}\right)=\mathrm{j\ω}\frac{(1-g_{m2}R)C_{\mathrm{gs}2}}{1+{\mathrm{\ω}}^2{R}^2{C_{\mathrm{gs}2}}^2}$

（2-10）

由式（1-1）和式（2-10）可得，带有有源电感补偿电路的总的输入导纳Y_in的虚部为

$\mathrm{imag}\left(Y_{\mathrm{in}}\right)=\mathrm{j\ω}\left\{\right[C_{\mathrm{gb}1}+C_{\mathrm{gs}1}+(1-A_V)C_{\mathrm{gd}1}]+\frac{(1-g_{m2}R)C_{\mathrm{gs}2}}{1+{\mathrm{\ω}}^2{R}^2{C_{\mathrm{gs}2}}^2}\}$

（2-11）

其中g_m2R＞1。由函数 $f\left(C_{\mathrm{gs}2}\right)=\frac{(1-g_{m2}R)C_{\mathrm{gs}2}}{1+{\mathrm{\&omega;}}^2{R}^2{C_{\mathrm{gs}2}}^2}$ 可知，当 $C_{\mathrm{gs}2}<\frac{1}{\mathrm{\&omega;R}}$ 时，随着C_gs2的增大，该函数值减小；当时，随着C_gs2的增大，该函数值增大。

综上，当

时有源电感会对MOS管的电容进行补偿，即只要对M₂管的尺寸和电阻R的值进行适当处理，就可以在一定程度上对M₁管的非线性进行补偿。图6为MOS管的栅极电容在采用有源电感补偿前后的仿真图，其中：L1为M₁管未进行补偿的栅极电容特性；L2为有源电感产生的反向非线性补偿曲线；L3为上述两曲线叠加后产生的近似直线的一曲线。从该图中可以清楚的看出有源电感产生的反向非线性补偿曲线L2有效地平滑了栅极电容的非线性特性，使放电器具有较好的线性化特征。

Claims (3)

1.基于共源放大电路中MOS管电压非线性输出的补偿方法，其特征在于在所述共源放大电路的MOS管M1的栅极连接一有源电感电路。

2.根据权利要求1所述的基于共源放大电路中MOS管电压非线性输出的补偿方法，其特征在于所述有源电感电路包括MOS管M2和连接该MOS管漏极及栅极的反馈电阻R。

3.根据权利要求1所述的基于共源放大电路中MOS管电压非线性输出的补偿方法，其特征在于所述共源放大电路包括MOS管M1、所述MOS管M1栅极上的信号源内阻                                                

和连接在MOS管M1漏极上的负载电阻

。

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