CN103138687B - 能处理高电平的音频放大电路中的失真抑制 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种音频放大电路，包括用于接收音频输入信号的第一前置放大器和包括用于接收衰减过的音频输入信号的第一差分输入端的第二前置放大器。衰减过的音频输入信号由耦接至音频输入信号的衰减器产生。非线性元件耦接至第一前置放大器的第一输入端，从而使大信号电平的第一输入端处的音频输入信号失真。失真补偿网络适于将失真补偿信号从第一前置放大器的第一输入端提供至第二前置放大器的第二差分输入端，从而使得第二前置放大器的输出信号中的失真消除或衰减。本发明还涉及一种针对由非线性元件引起的失真而衬偿音频放大电路的对应方法。

Description

能处理高电平的音频放大电路中的失真抑制

技术领域

本发明涉及一种音频放大电路，该音频放大电路包括第一前置放大器和第二前置放大器，第一前置放大器用于接收音频输入信号，而第二前置放大器包括用于接收衰减过的音频输入信号的第一差分输入端。衰减过的音频输入信号由耦接至音频输入信号的衰减器产生。非线性元件耦接至第一前置放大器的第一输入端，从而使大信号电平的第一输入端处的音频输入信号失真。失真补偿网络适于将失真补偿信号从第一前置放大器的第一输入端提供至第二前置放大器的第二差分输入端，从而使得第二前置放大器的输出信号中的失真消除或衰减。本发明还涉及一种针对由非线性元件引起的失真而补偿音频放大电路的对应方法。

背景技术

对具有极大动态范围的音频信号的可接受处理向音频放大和处理电路和系统提出了重大挑战，尤其是向目标用于诸如移动终端、助听器、耳机、录音摄影机等之类的便携式设备和应用的音频放大和处理电路提出了重大挑战。

由于便携式设备由电池源供电，因此典型地引起音频放大电路的最大可接受功耗相关的严重限制。为了进一步恶化局势，典型地在最大DC电源电压上存在类似的限制，该最大DC电源电压可被提供至音频放大和处理电路。音频放大和处理或调理电路常常包括前置放大器、模数转换器、有源滤波器、电源电压调节器等。最大DC电源电压，以及因此带来的AC信号电压摆动，将常常被限制至一电压，该电压低于用来实施信号处理或调理电路的具体半导体处理的最大额定电压。进一步地，总体而言的半导体芯片和电路以及具体而言的CMOS处理上的有源设备的不断变小的最小特征尺寸的持续趋势，导致这些有源设备可承受或容忍的最大DC电源电压的不断下降。因此高度期望诸加音频信号控制器和音频放大电路之类的音频放大系统和电路，其可在这些下降的DC电源电压上操作而没有音频性能退化。一般不期望例如通过降低前置放大器的动态范围或放大倍数降低音频放大系统的性能，来在DC电源电压降低的情况下适应大音频输入信号。DC电源电压可小于2伏特或甚至小于1.5伏特。音频放大系统因此应能在减小或降低的DC电源电压下在低电平信号和高电平信号处提供未受损的音频质量。

本音频放大系统的感兴趣应用是要放大和数字化小型麦克风中的音频信号，其中麦克风换能器元件能产生具有极大动态范围的音频输入信号。麦克风换能器元件可包括小型ECM的电容驻极体或电容式换能器，其能够处理极高声压级，并且产生对应大的换能器信号而没有显著失真。这些极高声压级，例如110、120或130 dB SPL以上的峰声压级，可源自不同类型的声源，例如车门砰击、风声和增强的现场音乐表演。然而，现有技术中的麦克风放大系统尚不能以完全令人满意的方式处理这些换能器信号的整个动态范围，例如而不在大的压级下增大小型麦克风的等效输入噪声或者使小型麦克风过载或者上述两者。

因此，本领域中需要这样的麦克风放大电路和系统，其能够处理由麦克风换能器元件产生的换能器信号的整个动态范围，或者具有大动态范围的其他音频源信号，而在前面讨论的关于由便携式或电池供电的设备和应用决定的DC电源电压和功耗的限制之内没有过多的失真和噪声。本音频放大电路使用了双前置放大器结构，其中第一前置放大器可在低和普通音频输入信号电平下处理信号放大，而第二前置放大器可在极高音频输入信号电平下处理信号放大。失真补偿网络适于将失真补偿信号从第一前置放大器的第一输入端提供至第二前置放大器的第二差分输入端，从而使得在大电平的音频输入信号的条件时第二前置放大器的输出信号中的失真消除或衰减。大电平的音频输入信号可对应于在耦接至音频放大电路的麦克风上高于110、120或130dB SPL的峰声压级。

现有技术

一般来说，现有技术中用于小型麦克风的麦克风放大电路已设计成适应直到大约110dB SPL或更小的最大限制的声压级，其中前置放大器非线性或削波已限制麦克风输出电压的进一步增大。考虑到高于该最大限制的声压级出现地相对稀少，这已被视为是可接受的。为了保护麦克风放大电路避免由大的低频声压产生的过大的换能器信号，已实施在麦克风放大电路中引入具有位于在例如100Hz到200Hz之间的角或截止频率的高通滤波器，或者通过例如借助于膜片中的适当尺寸的孔洞在麦克风换能器元件自身中引入声高通滤波器来实施。

第6271780号美国专利描述了一种用于麦克风应用的增益范围A/D转换器，该麦克风应用具有两个设置为低增益通路和高增益通路的分离的增益通路，每个通路包括耦接至模数转换器以提供各自的数字信号的前置放大器。第一和第二前置放大器的增益差异24dB。增益范围A/D转换器进一步包括求和设备，其对由低和高增益通路提供的各自的数字信号执行混合或共混操作。比例设备根据求和配置文件控制从低和高增益通路施加至待求和的每个数字信号的增益量。待求和的每个数字信号的增益量是通过将高增益通路的数字信号的电平与上和下预设阈值相比较来确定的。

WM8737L产品手册描述了一种用于便携式应用的低功率立体声音频ADC。左和右信号信道具有分离的麦克风信号输入端，并且每个信号信道包括增益可编程麦克风前置放大器，其可操作地通过可编程增益放大器(PGA)耦接至模数转换器。每个PGA的增益通过将适当的值写至PGA增益控制寄存器而可按照0.5dB步长从-97dB至+30dB进行对数调整。立体声音频ADC包括用于每个信道的零交叉检测器，从而，在一种操作模式下，当信道的输入信号处于零时仅仅改变可编程麦克风前置放大器和PGA的各自增益。

发明内容

根据本发明的第一方面，提供了一种音频放大电路，其包括：

-输入端子，用于接收音频输入信号，

-衰减器，耦接至输入端子，用于在衰减器输出端处提供衰减过的音频输入信号，

-第一前置放大器，包括第一输入端，该第一输入端可操作地耦接至用于接收音频输入信号的输入端子，

-非线性元件，耦接至第一前置放大器的第一输入端，从而使大电平的音频输入信号失真，

-第二前置放大器，包括第一差分输入端和第二差分输入端，其中第一差分输入端可操作地耦接至衰减器输出端，用来接收衰减过的音频输入信号，并且第二差分输入端耦接至反馈网络，

-失真补偿网络，适于将失真补偿信号从第一前置放大器的第一输入端提供至第二前置放大器的第二差分输入端，从而使得第二前置放大器的输出信号中的失真消除或衰减。

衰减器可操作来在第一和第二前置放大器根据最大输出电压摆动具有基本相同的过载点的情况下创建第一和第二前置放大器的过载限制之间的有利差异。衰减器优选包括电阻或电容分压器。相比较在输入端子处的音频信号电平，通过衰减器的适当设计，施加至第二前置放大器的第二差分输入端的衰减过的音频输入信号的电平被显著降低。这导致有益地将第二前置放大器的输入晶体管或其他有源设备从上升到第二前置放大器的DC电源电压轨之上或之下的峰音频信号电压屏蔽。如果衰减器包括由诸如电阻或电容分压器之类的无源组件形成的分压器，则是进一步有利的，这是因为无源组件比诸如CMOS晶体管之类的有源半导体设备更适于按照线性方式处理极大电平的音频信号电压。基于电容分压器的衰减器的应用在电容式麦克风应用(例如小型ECM应用)中非常有用，因为由电容分压器提供给电容式麦克风的电容或电容式换能器元件的基本电容的负载导致换能器信号的基本频率独立的衰减。此外，相比于基于电阻器的衰减器，尤其是小型ECM的电容式换能器元件的极大发生器阻抗所需的高阻抗衰减器，电容电压的电容器不将热噪声贡献给音频输入信号。另外，

电容分压器的电容器的适当电容器值可利用最小的芯片面积消耗并且因而以低成本在集成半导体基板上形成。在一个实施例中，电容分压器包括第一和第二级联电容器，其耦接在输入端子和诸如电路接地或DC电源或DC参考电压之类的信号接地节点之间。第一和第二级联电容器之间的中点节点形成衰减器输出端，其可操作地耦接至第二前置放大器的第一差分输入端。第一和第二电容器的值可例如选择为分别大约100fF和900fF，以在第二前置放大器的第一差分输入端处提供音频输入信号的大约20dB的衰减。第一和第二电容器的级联协作以在输入端子处引入大约90fF的电容负载。

如上面所提到的，衰减器保护第二前置放大器的第二差分输入端免受极大音频输入信号电平影响，从而使得第二前置放大器可甚至在这些大音频信号电平下基本线性地操作。取决于耦接至输入端子的麦克风换能器的灵敏度，后面的电平可对应于大于110或120dB SPL的声压级。

包括第一前置放大器的第一信号信道通常被视为普通灵敏度信道，其良好适于放大或处理音频输入信号的低电平和普通电平，而不在小或零音频输入信号电平下引入不可接受的噪声。音频输入信号的普通电平可对应于耦接至音频放大电路的输入端子的小型电容式麦克风上60到120dB SPL之间的声压级。在包括第二前置放大器的第二信号信道达到其过载或削波限制之前，第二信号信道可适于处理在例如比第一信号信道大10dB或20dB的声压级下的音频输入信号。

本音频放大电路的一些实施例可包括一个或多个额外的前置放大器和信号信道，例如提供具有第一和第二信号放大之间的信号放大的第三放大音频信号的第三信号信道。尽管输入端子可适于接收源自诸如设置为线电平信号的录制音乐和语音信号之类的各种类型的音频源或发生器的模拟音频输入信号，本放大电路尤其良好适于放大直接源自电容换能器元件的信号。电容换能器元件可包括直接耦接至输入端子的麦克风换能器元件。麦克风换能器元件可包括电容式麦克风，例如微机电(MEMS)电容式麦克风，例如其形状和大小适于移动终端应用。麦克风换能器元件的其他实例是展示了极大发生器阻抗的小型ECM的电容驻极体或电容式换能器元件，基本上对应于具有0.5到2pF之间的值的电容器。为了支持这些类型的极高阻抗麦克风换能器元件，音频放大电路优选在输入端子处具有输入阻抗，其在1kHz处测得为大于100MΩ，优选大于1GΩ，甚至更优选大于10GΩ。在替代实施例中，音频放大电路可设计成使得在输入端子处的输入阻抗的电容分量在1kHz处测得为小于500fF，优选小于200fF，甚至更优选小于100fF。上面概述的各个范围中的输入阻抗或电容可例如通过适当选择用于本放大电路的半导体工艺技术来实现，例如通过使用MOS、CMOS或BiCMOS技术和/或适当的电路设计技术。在一个有用的实施例中，其展示了在输入端子处的极高输入阻抗，第一和第二前置放大器的各个输入级是基于CMOS晶体管的。

失真补偿网络针对在音频输入信号的大电平下由耦接至第一前置放大器的第一输入端的非线性元件产生的失真而补偿第二前置放大器。在这种大音频输入信号电平下，至第一前置放大器的输入信号由于非线性元件的非线性而严重失真。理想地，施加至第二前置放大器的第一差分输入端的衰减过的音频输入信号应保持未失真，因为衰减器是线性的且衰减过的音频输入信号具有足够低的电平以允许第二前置放大器和可能的输入保护电路来基本线性地操作。不幸地，在第一前置放大器处的失真音频输入信号的一部分经通过衰减器延伸的意外或寄生信号通路耦接至第二前置放大器。如果耦接至输入端子的音频源的发生器阻抗极大，则这一效果尤其突出，上面提到的小型ECM就是这种情况。通过寄生通路的信号失真的这一意外传送，基本上是由小型ECM或MEMS电容式麦克风的电容换能器元件的极大阻抗级别造成的，其阻止电容换能器元件有效地控制将音频输入信号提供给衰减器的输入端子处的输入信号波形。非绒性元件可包括一对反向并联的偏置二极管，其耦接在第一前置放大器的非倒相输入端或倒相输入端与DC参考电压源之间。DC参考电压源设置第一前置放大器的适当的DC偏置点。该对反向并联的偏置二极管可用作具有用于第一前置放大器的小信号运算的10GΩ或更大的阻抗的极高阻抗偏置电路。极高阻抗将输入端子上的负载最小化并因而使由麦克风换能器元件传递至第一前置放大器的第一输入端的音频输入信号的电平最大化。另外，非线性元件可有利地通过将峰信号输入电压限制至诸如+/-0.5伏特之类的大约预定值而在第一前置放大器的第一输入端处提供过载保护或输入信号限制，+/-0.5伏特对应于该对反向并联的偏置二极管的二极管的单个正向二极管压降。本领域技术人员将理解，反向并联的偏置二极管的每条引线可包括单个或多个串联耦接的二极管，从而使得其中激活了信号限制的峰信号输入电压可增大至前面提到的+/-0.5伏特峰电平之上的期望电平。除了在第一前置放大器的输入端处提供过载保护或信号钳位的非线性元件之外，出于同样的目的，对应的非线性元件可连接至第二前置放大器的第二差分输入端。

根据本发明的一个实施例，失真补偿信号通过耦接在第一前置放大器的第一输入端与第二前置放大器的第二差分输入端之间的补偿电容来提供。失真补偿网络可包括耦接在输入端子和第一前置放大器的第一输入端之间的第一缓冲器。第一缓冲器可包括单位增益缓冲器，其包含诸如MOS晶体管之类的一个或多个有源半导体设备。第一缓冲器具有诸如大于1GΩ之类的大输入阻抗以及诸如小于10kΩ之类的更低的输出阻抗，并因而可操作来将来自任意负载的输入端子处的音频输入信号与第一前置放大器的输入阻抗相隔离。在一个实施例中，第一缓冲器包括源极跟随器耦接的MOS晶体管，其栅极端子可操作地耦接至输入端子，源极端子可操作地耦接至第一前置放大器的第一输入端。因此，第一缓冲器在第一前置放大器的电路拓扑的电路设计者选择中提供更多灵活性。第一前置放大器可包括差分放大器，并且其第一输入端可以是其倒相输入端或非倒相输入端。

根据本发明的优选实施例，耦合电容器连接至输入端子和非线性元件之间，以提供高通滤波过的音频输入信号给第一前置放大器。耦合或隔直电容器可用作DC隔直滤波器或高通滤波器，以在音频输入信号被施加至第一前置放大器的第一输入端之前将DC分量从音频输入信号中移除。另外，通过适当选择耦合电容器的值或电容，可适于减少通过用于小型麦克风的寄生通路耦接的失真量，小型麦克风展示了前述讨论范围的极大电容发生器阻抗。在后面的实施例中，耦合电容器的电容优选地选择为接近讨论中的小型麦克风的发生器电容的值。这意味着耦合电容器具有0.5到20pF之间的值，其是小型电容式麦克风的电容换能器元件的等效发生器电容的典型范围。

根据本发明的又一实施例，失真补偿网络包括在第一缓冲器的输入端处耦接至非线性元件的第二衰减器，以提供第二衰减过的音频输入信号。第二缓冲器配置成通过补偿电容将第二衰减过的音频输入信号耦接至第二前置放大器的第二差分输入端。尽管第一缓冲器的输入端和输出端处的音频输入信号理论上说是彼此的完美副本，但本领域技术人员将认识到，任意实际的缓冲器设计将对缓冲器输出端处的音频输入信号添加其自身的失真贡献，尤其对于大音频输入信号电平来说。因此，失真信号特性中的差异将存在于通过从非线性元件通过寄生通路提供的失真信号与由从缓冲器输出端获得的失真补偿网络提供的失真补偿信号之间，从而导致第二前置放大器的输出端处的失真信号的不是很完美的抑制。根据本实施例避免了这个问题，其中失真补偿信号从直接耦接至非线性元件的第一缓冲器的输入端(代替缓冲器输出端)获得，从而使避免来自第一缓冲器自身的非线性的任何失真贡献。由于衰减器的信号衰减，降低了提供给第二缓冲器的第二衰减过的音频输入信号的振幅或电平。第二缓冲器因此能基本线性操作，即使当第一缓冲器的输入端处的音频输入信号具有极高电平并因而由于非线性元件的行为而失真时也是如此。在第二缓冲器的输出端处出现且通过补偿电容提供至第二前置放大器的第二差分输入端的失真补偿信号，将因此是在第一缓冲器的输入端处的失真音频输入信号的未失真或精确版本。

第二前置放大器的反馈网络包括反馈电容器和输入电容器，反馈电容器耦接在第二差分输入端与第二前置放大器的第一输出端之间，输入电容器耦接在第二差分输入端与DC参考电压之间。失真补偿信号优选耦接到第二前置放大器的输入端子，该输入端子耦接在反馈电容器和输入电容器之间。通过调整补偿电容器的电容，这允许提供至第二前置放大器的失真补偿信号的电平被以方便的方式调整或调谐。

在音频放大电路的优选实施例中，第二前置放大器和第一前置放大器在100Hz到10kHz的整个频率范围上具有基本相同的小信号传递函数。在该实施例中，第一和第二信号放大倍数之间的差异，其从输入端子到第一和第二前置放大器各自的前置放大器输出端来确定，可由衰减器专门创建。这具有有利的效果：第一和第二前置放大器可具有基本相同的设计或拓扑，这便利于通过半导体工艺变化和操作温度变化来匹配小信号传递函数。第一和第二前置放大器的基本相同的小信号传递函数也有益于各个前置放大器输出信号的相位匹配。在一个这样的实施例中，第一和第二前置放大器各自的小信号传递函数之间的相位差：

-在1kHz处小于15度，或者

-在100Hz处小于5度。

如在下面进一步详细解释的，存在与结合分别从第一和第二前置放大器输出信号获得的第一和第二数字音频信号之间的电平相关信号切换方案提供第一和第二输出信号的同时零交叉相关联的某些优点。在替代实施例中，第一和第二信号放大倍数之间的差异可通过衰减器的音频信号衰减与第一和第二前置放大器之间的增益差的组合来创建。第二前置放大器可用作单位增益缓冲器或用作具有在诸如300Hz到3kHz之类的音频频率范围的至少一部分内例如大于10dB或大于20dB的可观增益的放大器。

在音频放大电路的另一优选实施例中，第一前置放大器的小信号传递函数的增益或放大倍数通过电容比控制和/或第二前置放大器的小信号传递函数的增益或放大倍数通过电容比控制。在本文上下文中，增益或放大倍数表示音频频率增益或放大倍数。增益或放大倍数优选在1kHz处定义。在一个这样的实施例中，第一和第二前置放大器中的每个的音频频率增益通过耦接在前置放大器输出端及其倒相输入端之间的反馈电容器之间的电容比来控制。输入电容器从音频输入端耦接至第一前置放大器的倒相输入端。第二前置放大器的音频频率放大倍数优选通过另一电容比按照对应的方式来控制，该电容比可与第一前置放大器的电容比相同。这些增益控制电容器优选全部是pf大小的电容器，例如每个均具有小于500pF的电容。每介电容器可包括双层多晶硅电容器或MIM电容器，以实现第一和第二前置放大器各自的增益的精确设置。另外，由于在半导体工艺技术中对由这些设备提供的电容比的精确控制，双层多晶硅电容器或MIM电容器用作输入和反馈电容器增强了第一和第二前置放大器之间的小信号传递函数匹配。

在音频放大电路的另一实施例中，第一前置放大器的小信号传递函数的高通角频率由开关电容器电阻控制和/或第二前置放大器的小信号传递函数的高通角频率由开关电容器电阻控制。开关电容器电阻可与反馈电容器并联耦接。通过调整开关电容器电阻的时钟频率，使用开关电容器电阻允许调整高通角频率，从而使得第一和/或第二前置放大器的高通角频率可通过时钟频率的简单改变按照高效方式来精确控制和修改。因此，高通角频率可按照方便的方式适于诸如具体麦克风元件的特性之类的音频放大电路的具体应用或者适于下行流信号处理电路的特性。

在多个有用的实施例中，第一前置放大器和/或第二前置放大器包括差分放大器。第一前置放大器和/或第二前置放大器可具有单端输出端或差分输出端。在一个实施例中，第一和第二前置放大器中的每个按照非倒相配置来耦接，从而使得非倒相输入端可操作地耦接用于接收音频输入信号。反馈网络可耦接在输出端与第一和第二前置放大器各自的倒相输入端之间。这种前置放大器配置在耦接至音频输入信号的非倒相输入端处通过将反馈网络与其绝缘而提供大输入阻抗。在再一有利的实施例中，反馈网络建立从差分放大器的输出端到第一或第二前置放大器的倒相输入端的低通传递函数。这可通过选择反馈网络中的电容器和电阻线件的适当配置来实现。因此，提供了一种高通小信号传递函数，其有用于衰减音频输入信号中的低频噪声并且有用于抑制第一或第二前置放大器的输入端处的DC偏移的效果。为了便于集成在半导体基板上，反馈网络的电阻组件包括在其各自的三极管区域中操作或偏置的MOS晶体管。

本发明的另一方面涉及一种半导体芯片或基板，其包括根据其上述实施例中的任意实施例的音频放大电路。半导体芯片优选以亚微米CMOS半导体工艺封装以允许以极低成本大规模制造音频信号放大电路。

音频放大电路可有利地包括耦接至输入焊盘或端子的过载保护或信号限制特征。该特征保护在集成半导体电路上的例如输入晶体管和比如电阻器和电容器的衰减器组件之类的有源和无源组件免受过电压条件。过电压条件可导致由于过度基板电流而造成的有源或无源组件的破坏或故障。根据优选实施例，集成半导体电路包括诸如二极管或二极管耦接的晶体管之类的两个或更多的级联非线性元件，其可操作地耦接在输入端子与{DC电源轨、DC参考电压}中的至少其中之一之间以将音频输入信号钼位在第一限制电平下。DC电源轨可包括正或负DC电源电压或接地(GND)。DC参考电压可包括调节的DC电压或带隙获得的DC电压以及集成半导体电路的任意其他合理地良好定义的且稳定的DC电压。例如通过使用两个到五个级联二极管或二极管耦接的晶体管用作非线性元件，第一限制电平可被设置成在大约1.0伏特到2.5伏特之间的数字值。一个实施例采用了两组或两串按照反向并联配置安装的非线性元件，其中每组包括两个或更多的级联非线性元件。在该实施例中，这两组反向并联的非线性元件设置第一限制电平和第二限制电平两者。通过适当选择级联非线性元件的数目和类型，音频输入信号可被钳位在两个不同的限制电平下，例如比在输入端子处的静态或DC偏置电压高1.0伏特到2.5伏特之间的第一限制电平以及比在输入端子处的所述静态或DC偏置电压低1.0伏特到2.5伏特之间的第二限制电平。

本发明的另一方面涉及一种小型电容或电容式麦克风，其包括电容换能器元件，其响应于撞击声以在换能器信号端子上产生对应换能器信号。上面提到的半导体芯片或基板可操作地经由半导体芯片的输入端子耦接至换能器信号端子，用于接收和放大换能器信号。小型电容麦克风可由ECM或微机电(MEMS)电容式麦克风形成，其形状和尺寸适于移动终端应用。

本发明的又一方面涉及一种针对非线性元件的失真而补偿音频放大电路的方法，其包括步骤：

-从音频放大电路的输入信号获得用于第一前置放大器的第一输入端的音频输入信号，

-由非线性元件限制大电平的音频输入信号以在第一前置放大器的第一输入端处提供失真的音频输入信号，

-通过衰减器来衰减输入信号，

-经由衰减器的输出端将衰减过的音频输入信号施加至第二前置放大器的第一差分输入端，

-将来自第一前置放大器的第一输入端的失真补偿信号耦接至第二差分前置放大器的第二差分输入端，从而使得第二前置放大器的输出信号中的失真消除或衰减。

附图说明

本发明的实施例将结合附图进行更详细的描述，其中：

图1是根据本发明第一实施例的音频放大电路和系统的示意性电路图；

图2是根据本发明第二实施例的音频放大电路的示意性电路图；以及

图3是根据本发明第三实施例的音频放大电路的示意性电路图。

具体实施方式

图1是根据其第一实施例的音频放大系统101的示意图，该系统101包括可操作地耦接至音频放大电路102的麦克风104。音频放大系统101可用作后续的基于DSP的音频信号处理电路(未示出)的放大和数字化前端。音频放大电路102配置成提供具有不同的输入相关(input referred)过载点的第一和第二模拟输出信号，以增强音频放大系统101的动态范围处理能力。音频放大电路102可或者在分离的CMOS半导体芯片上封装或实施，或者可在CMOS半导体芯片上与耦接至数字音频接口120的第一和第二模数转换器111、112封装在一起。分离的基于DSP的音频信号处理电路可按照具有数据接口端子的适当编程或配置的数字信号处理器(DSP)的形式远程驻留在例如便携式终端内，所述数据接口端子可操作地耦接至所示的本音频放大系统101的外部可存取输出端子121，用于接收数字音频信号或数字音频流。在这种配置中，音频放大电路102可驻留在便携式终端的印刷电路板或其他载体上，或者可替代地安装在便携式终端的麦克风的小型麦克风壳体内。音频放大电路102因此优选地被设计形状和大小以集成到小型麦克风壳体中。在所示的实施例中，音频放大电路102经由传统的引线键合技术通过放大电路102的输入端子或焊盘105连接至小型电容或电容式麦克风104。要认识到，音频放大电路102可连接至和可选地被设计尺寸和形状以集成到多种不同类型的麦克风的壳体，例如不同类型的小型电容麦克风。放大电路102分别包括第一和第二前置放大器109、110，在这个实施例中它们实施为非倒相运算放大器，每个均具有通过两个阻抗Z1和Z2的阻抗比来控制的音频频率放大倍数。阻抗Z1和Z2可包括各自的电阻器或电容器，其分别设置第一和第二前置放大器109、110的各自的音频带电压增益或放大倍数。

第一和第二前置放大器109、110分别形成上和下信号通路或信道，其可操作地通过输入端子105耦接至公共模拟音频输入信号。第一和第二前置放大器109、110在例如100Hz和10kHz之间或300Hz和3kHz之间的音频频谱的预定频率范围内分别优选地展示基本相同的小信号传递函数。按照这种方式，从输入端子105处的音频输入信号确定的电压或电流增益与第一和第二前置放大器的各自的差分输出电压之间的差，仅仅是通过由电容器C1106和C2 107形成的电容分压器的动作而造成的。

上信号通路包括由耦合电容器C3 108形成的DC隔直(blocking)滤波器，其可操作来在施加至第一前置放大器109的非倒相输入端之前将DC分量从输入信号中移除。在本实施例中，DC隔直或耦合电容器C3的电容优选地选择成一值，该值等于小型电容或电容式麦克风104的电容，该电容典型地位于1和20pF之间，更优选是大约2pF。耦合电容器C3耦接在输入端子105和非线性元件之间，该非线性元件包括第一对反向并联的偏置二极管115a。下信号通路包括两个电容器C1 106和C2 107，其耦接为音频输入信号的电容分压器。分压器的功能是，要按照由V_audio＝V_micC₁/(C₂+C₁)给出的因子将至下信号通路的前置放大器110的音频输入信号进行衰减，其中V_audio是至第二或下通路前置放大器110的非倒相输入端的音频输入信号，并且V_mic是在节点126上由小型麦克风104的麦克风换能器元件产生的输入信号。包括C1 106和C2 107的电容分压器因此连接在输入端子105与第二前置放大器110的非倒相输入端之间。电容C1和C2的大小一般适于音频源的发生器阻抗，该音频源通过输入端子105提供音频输入信号。在本实施例中，其中音频源是小型电容式麦克风104，C1的值优选位于20与100fF之间的范围中(1fF＝10^-15F)。优选地，C2比C1大2到20倍，更优选大约大9倍，导致将至第二前置放大器110的输入信号信号衰减大约20dB。按照这种方式，在第二前置放大器110的输出端处的过载点或电压可比第一前置放大器109的输出端处的过载点或电压高大约20dB。

第一对反向并联的偏置二极管115a耦接在第一前置放大器109的非倒相输入端子与DC参考电压源V_offset之间以设置第一前置放大器109的适当DC偏置点。该对反向并联的偏置二极管115a用作具有10GΩ或更大的阻抗的极高阻抗偏置电路，用于第一前置放大器109的小信号运算。极高阻抗将输入端子105上的负载最小化，并因而使由麦克风换能器元件传递至第一前置放大器109的非倒相输入端的音频输入信号的电平最大化。另外，通过将峰信号输入电压限制至大约+/-0.5伏特，该对反向并联的偏置二极管115a用作用于第一前置放大器A1的非倒相输入端子的过载保护或信号限制，+/-0.5伏特对应于在该对反向并联的偏置二极管115a的单个正向二极管上的一个二极管电压降。类似的一对反向并联的偏置二极管115b耦接在第二前置放大器110的非倒相输入端子与DC参考电压源V_offset之间。最后，第三组反向并联的二极管(未示出)可耦接在音频放大电路102的输入端子105与正DC电源电压或轨VDD之间。该第三组反向并联的二极管的每条引脚可包括两个或可选地更多二极管的级联，且操作来将至音频放大系统的峰信号输入电压限制至大约+/-1.0伏特(或者如果更多二极管在每个引脚中级联则更高)，+/-1.0伏特对应于在正向传导二极管上的两个二极管电压降。

放大电路102的上或普通灵敏度信号通路以及下或低灵敏度信号通路中的每个可选地分别包括∑-Δ模数转换器111和112，用于将在第一和第二前置放大器109、110的各自的差分输出端处提供的模拟输出信号转换成对应的第一和第二数字音频信号。第一和第二数字音频信号被传送至各个抽取滤波器113、114。在一个实施例中，第一和第二∑-Δ模数转换器111和112分别均是单比特转换器，其以2.4MHz的过采样采样速率或频率操作。在本实施例中，每个抽取滤波器以2.4MHz的过采样采样速率接收1-比特数字音频流并以48kHz最终采样频率下采样该单比特音频流以形成抽取的且低通滤波过的数字音频信号，其具有16比特的字长。然而本领域技术人员将理解，诸如介于1.0MHz到10MHz之类的过采样采样频率以及诸如介于8kHz到96kHz之类的最终采样频率的宽范围可根据具体应用的需求由所示的实施例的适当调整来使用。抽取的且低通滤波过的数字音频信号由各个数据总线116、117传送至数字音频接口120，数字音频接口120可操作地耦接在第一和第二数字音频信号与外部可存取输出端子121之间。数字音频接口120配置成以16kHz最终或尼奎斯特采样速率接收并转换第一和第二数字音频信号成数字音频流，该数字音频流符合诸如I²S、S/PDIF、AES/EBU、SLIMbus(TM)之类的标准数据通信/数字音频协议。信号选择电路(未示出)可包括对应的数字音频接口(未示出)，用于接收和解码数字音频流。信号选择电路可另外地包括逻辑和算术运算电路，其配置成基于第二数字音频信号的电平或其他信号特征选择性地传输或传送第一和第二数字音频信号其中之一。信号选择电路优选地包括软件编程过的微处理器或DSP，其通过可执行程序指令或子例程的适当集合来实施信号控制器122的功能性。音频放大系统101可从正DC电源电压或轨供电。GND电平用作音频放大系统101的负DC电源电压或轨。在本发明的本实施例中，音频放大系统101被设计用于在介于1.2伏特到2.0伏特(例如大约1.8伏特)的DC电源电压上操作。音频放大系统101优选地包括时钟输入端子(未示出)，用于接收和同步到外部产生的系统时钟以允许将从数字音频接口120传送的第一和第二数字音频信号同步到外部产生的系统时钟。本音频放大电路102包括失真补偿网络，该失真补偿网络包括耦接在第一前置放大器109的非倒相输入端127与第二前置放大器110的倒相输入端之间的非倒相增益缓冲器125。非倒相增益缓冲器125的增益可小于1、等于1或大于1，取决于由电容分压器提供的输入信号衰减的量。在本实施例中，由于至第二前置放大器110的输入信号的大约20dB的衰减，非倒相增益缓冲器125的增益小于1。非倒相增益缓冲器125可包括有源设备，其形成具有大输入阻抗和小输出阻抗的单位增益缓冲器或放大器以降低第一前置放大器109的非倒相输入端127的负载。非倒相增益缓冲器125降低在音频输入信号的大输入信号电平下在下信号通路或信道的前置放大器110的差分输出端处的信号失真。在这种大输入信号电平下，上信号通路的前置放大器109上的输入信号可由于该对反向并联的二极管115a的非线性而严重失真。在第一前置放大器109处的失真音频输入信号通过意外(unintended)或寄生信号通路耦接至第二前置放大器110的非倒相输入端，该意外或寄生信号通路延伸通过耦合电容器C3和电容分压器电容器C1和C2。另外，小型电容或电容式麦克风104的电容也影响由于节点126处的电容分压而造成的耦接至第二前置放大器110的非倒相输入端的失真音频输入信号的量。前置放大器110的非倒相输入端的失真效果上的这一意外溢出，基本上是由小型电容或电容式麦克风104的电容换能器元件的大阻抗级别造成的，其阻止后者有效控制节点126处的输入信号波形。失真效果上的这一意外溢出是经通过非倒相增益缓冲器125将小心调整的对应失真量从第一前置放大器109的非倒相输入端提供至第二前置放大器110的倒相输入端来补偿的。由于第二前置放大器110的差分放大属性，通过调整增益缓冲器125的增益或衰减从而使得基本相等的失真信号被同时施加至第二前置放大器110的非倒相和倒相输入端，前置放大器110的差分输出信号的失真基本消除，或者至少显著衰减。

图2是根据本发明第二实施例的音频放大电路202的示意图。音频放大电路的第一和第二实施例102、202分别的对应特征、元件和组件具有诸如电容、电阻、放大倍数等之类的相同电气特性。这些对应元件已设置有对应的附图标记以易于比较。音频放大电路202可被设计形状和尺寸以集成到小型麦克风壳体中，例如安装在小型麦克风壳体内的印刷电路板或其他载体上。在所示的实施例中，音频放大电路202经由传统引线键合或倒装芯片连接技术通过放大电路202的输入端子或焊盘205连接至小型电容或电容式麦克风204。音频放大电路202可由正DC电源电压或轨供电并且GND端子或电平用作负DC电源电压或轨。在本发明的本实施例中，音频放大电路202被设计用于在介于1.2伏特到2.0伏特(例如大约1.8伏特)的DC电源电压上操作。

放大电路202包括第一和第二前置放大器209、210，其在该实施例中分别实施为在V_OUT1和V_OUT2处具有差分输出信号的各个倒相运算放大器。第一和第二前置放大器209、210中的每个的音频频率放大倍数或增益分别通过在整个音频频率范围上的电容比来控制。第一前置放大器209的音频频率放大倍数或增益通过反馈电容器C9和输入电容器C8之间的电容比来控制。第二前置放大器210的音频频率放大倍数通过反馈电容器C11和输入电容器C6之间的电容比来控制。这些增益设置电容器C9、C8、C11和C6优选都是pF大小的电容，例如每个均具有小于500pF的电容，并且每个优选地包括双层多晶硅(poly-poly)电容器或MIM电容器，用于精确设置第一和第二前置放大器的各自的增益。

在本发明的一个示例性实施例中，为电容器选择下列表1中列出的电容器值：

C1	0.130pF
		C2	1.2pF
C3	2pF
		C4	1.6pF
C5	48.4pF

C6	48.4pF
		C7	48.4pF
C8	48.4pF
		C9	6pF
C10	6pF
		C11	8pF
C12	8pF

表1

这些值有利于最小化第一和第二前置放大器的半导体基板面积消耗。在本实施例中，第一前置放大器209的在1kHz处的差分增益，其被测得为在C8的输入端处的单端音频输入信号与差分输出信号V_OUT1之间的比，可被设置成介于12dB到30dB的值，例如大约18dB。当按照对应方式测得时，第二前置放大器210的在1kHz处的差分增益可基本相同或不同。

第一前置放大器209的小信号传递函数的高通角频率通过电阻器R1和R2的值来控制。每个电阻器R1、R2优选地包括开关电容器电阻。通开关电容器电阻的使用允许过调整开关电容器电阻的时钟频率来调整高通角频率，从而使得第一前置放大器209的高通角频率可通过时钟频率的简单改变按照高效方式来精确控制和修改。第二前置放大器210的小信号传递函数的高通角频率按照对应方式通过开关电容器电阻R3和R4的值来控制。因此，高通角频率可适于诸如具体麦克风元件的特性之类的具体应用或者按照传统方式的下行流信号处理电路的特性。

第一和第二前置放大器209、210分别形成上和下信号通路或信道，其通过输入端子205可操作地耦接至音频输入信号。上信号通路包括DC隔直滤波器，该滤波器由隔直或耦合电容器C3(208)形成，其可操作来在通过单位增益缓冲器225施加至第一前置放大器209的倒相输入端之前从输入信号中移除DC分量。在本实施例中，隔直电容器C3的电容优选地选择为一值，该值接近于小型电容或电容式麦克风204的发生器电容，该发生器电容典型地位于1到20pF之间，例如大约2pF，这导致上述表1中列出的C1的值。隔直电容器C3耦接在输入端子205和非线性元件之间，该非线性元件包括第一对反向并联的偏置二极管215a，优选地实施为一对二极管耦接的PMOS晶体管。单位增益缓冲器225包括源极跟随器耦接的PMOS晶体管，其栅极端子耦接至音频输入信号，源极端子耦接至第一前置放大器209的输入电容器C8的输入侧。单位增益缓冲器225起到几种目的，在于其可操作来经通过C8由在第一前置放大器209的输入端处的输入阻抗将音频输入信号与负载相隔离。单位增益缓冲器225也形成放大电路202的失真补偿网络的一部分，其中其通过补偿电容器C4从第一前置放大器的第一输入端提供失真补偿信号至第二前置放大器210的非倒相输入端，第一前置放大器的第一输入端位于PMOS晶体管MP1的源极端子处，如下面的进一步描述。

下信号通路包括两个串联耦接的电容器C1 206和C2 207，配置为音频输入信号的电容分压器。分压器的功能是，要按照由V_audio＝V_micC₁/(C₂+C₁)给出的因子将至下信号通路的第二前置放大器210的音频输入信号进行衰减，其中V_audio是在衰减器输出节点228处提供的衰减过的音频输入信号，并且V_mic是在节点226上由小型麦克风204的电容式换能器元件产生的音频输入信号。衰减过的音频输入信号通过设计上类似于前述单位增益缓冲器的第二单位增益缓冲器227从电容衰减器的输出节点228提供至第二前置放大器210的倒相输入端。电容C1和C2的大小一般适于音频源的发生器阻抗，该音频源通过输入端子205提供音频输入信号。在本实施例中，其中音频源是小型电容式麦克风204，例如前面提到的电容式麦克风，C1的值优选在20到200fF的范围内(1fF＝10^-15F)。优选地，C2比C1大2-20倍，更优选大约大9倍，导致将通过串联输入电容器C6提供至第二前置放大器210的倒相输入端的衰减过的音频输入信号信号衰减大约20dB。

第一对反向并联的偏置二极管215a耦接在第一前置放大器209的非倒相输入端子与DC参考电压源V_offset之间以设置第一前置放大器209的适当DC偏置点。该第一对反向并联的偏置二极管215a用作具有10GΩ或更大的阻抗的极高阻抗偏置电路，用于第一前置放大器209的小信号运算。极高阻抗使输入端子205上的负载最小化并因而使由麦克风换能器元件传递至第一前置放大器209的非倒相输入端的音频输入信号的电平最大化。另外，通过将峰信号输入电压限制至大约+/-0.5伏特，其对应于在该对反向并联的偏置二极管215a的单个正向二极管上的一个二极管电压降，该对反向并联的偏置二极管215a用作第一前置放大器的倒相输入端子的过载保护或信号限制。类似的一对反向并联的偏置二极管215b和DC参考电压源V_offset耦接在衰减器输出端和第二单位增益缓冲器227的输入端之间。最后，第三组反向并联的二极管(未示出)可耦接在音频放大电路202的输入端子205与正DC电源电压或轨之间。该第三组反向并联的二极管的每个引脚包括两个或可选地更多二极管的级联，并操作来将至音频放大系统的峰信号输入电压限制至大约+/-1.0伏特(或者如果更多二极管在每个引脚中级联则更高)，其对应于在正向传导二极管上的两个二极管电压降。

放大电路202包括前面提到的失真补偿网络。失真补偿网络的角色是要衰减或抑制在大输入信号电平下由该对反向并联的输入保护二极管215a的非线性产生的信号失真。当在第一前置放大器209的输入端处的音频输入信号的电平超过正向二极管电压降时，输入保护二极管进入传导状态并在音频输入信号中引入严重失真。正向二极管电压降的精确电压将根据二极管的尺寸和类型改变，而且将典型地位于0.5到0.8伏特之间，音频输入信号的这种电平有效地被钳位或限制在来自DC参考电压源V_offset的+/-0.5-0.8伏特峰处。然而本领域技术人员将理解，该对反向并联的输入保护二极管215a的每个引脚可包括更多个独立的半导体二极管，例如2-10个半导体二极管。反向并联的输入保护二极管的后面的布置的钳位或限制电压将因而按照对应方式从上面提到的+/-0.5-0.8伏特峰增大，从而使得较大的输入限制电压可被提供来配合不同类型的小型麦克风和可用DC电源电压的特性。在单位增益缓冲器225的输入端处并且因此还在第一前置放大器209的倒相输入端处的失真音频输入信号通过意外或寄生信号通路耦接至第二前置放大器210的倒相输入端，该意外或寄生信号通路延伸通过耦合电容器C3和电容分压器，如前面结合本发明的第一实施例所描述的。应注意，小型电容式麦克风204的换能器元件的电容和耦合电容器C3的值也影响由于寄生信号通路的耦接至第二前置放大器210的倒相输入端的失真音频输入信号的量，如前所述。在第二前置放大器210的倒相输入端处的失真音频输入信号通过由失真补偿网络提供的失真补偿信号来补偿。失真补偿网络包括单位增益缓冲器225和补偿电容器C4，并且将失真补偿信号从位于MP1的源极端子处的第一前置放大器210的倒相输入端耦接至第二前置放大器210的非倒相输入端。失真补偿信号因此被施加至相对于衰减过的音频输入信号被施加至的差分输入端的第二前置放大器210的相反差分输入端。因此，通过小心调整失真补偿信号的电平来匹配通过寄生通路耦接的失真信号的电平，第二前置放大器210的差分放大功能或机制确保了差分输出信号V_OUT2的失真在很大程度上被消除，或者至少显著被抑制。失真补偿信号的电平可通过相对于也耦接至第二前置放大器210的非倒相输入端的增益设置电容器C12和C5的电容小心选择补偿电容器C4的电容来调整。

本领域技术人员将认识到，本失真补偿机制依赖于前置放大器的相反极性差分输入端或端子的使用，用于接收失真补偿信号以及失真和衰减音频输入信号中的各个。因此，失真消除或抑制机制对差分放大器的倒相和非倒相配置同样良好地操作。在放大电路202的一个实施例中，根据上面的表1，电容器C12和C5的值分别设置成8pF和48.4pF。C4的电容设置成1.4pF以提供最大失真抑制。在这一实施例中，电容C1、C2和C3设置成表1中列出的值。

图3是根据本发明的第三实施例的音频放大电路302的示意图。音频放大电路的第二和第三实施例202、302分别的对应特征、元件和组件具有诸如电容、电阻、放大倍数等之类的相同电气特性。相比于由上面讨论的本发明的第二实施例提供的失真抑制，已修改本音频放大电路302来提高失真抑制性能。本音频放大电路302包括修改过或替代的失真补偿网络329，其包括与围绕PMOS晶体管MP3构建的单位增益缓冲器一起的电容器C13和C14。替代的失真补偿网络329进一步包括第三对反向并联的偏置二极管315c，其耦接至PMOS晶体管MP3的栅极输入端。在本失真补偿网络中，在源极跟随连接的PMOS晶体管MP1的栅极端子处的失真音频输入信号被用来获得由失真补偿网络提供给第二前置放大器310的非倒相输入端的失真补偿信号。这不同于上面讨论的失真补偿网络的第二实施例，其中失真音频输入信号从源极跟随连接的PMOS晶体管MP1的源极端子获得。即使PMOS晶体管MP1的栅极和源极处的音频输入信号理论上说是彼此的完美副本，但本领域技术人员将认识到，实际上PMOS晶体管MP1将对音频输入信号添加其自身的失真贡献，尤其对于最需要补偿机制的大音频输入信号电平。因此，失真信号特性中的差异将存在于通过寄生通路提供的失真信号与由失真补偿网络提供的失真补偿信号之间，从而导致在本发明的第二实施例中的第二前置放大器210的输出端处的失真信号的不是很完美的抑制。通过从直接耦接至非线性元件(即第一对反向并联的偏置二极管315a)的PMOS晶体管MP1的栅极端子获得失真补偿信号，从而避免来自PMOS晶体管MP1自身的任意失真贡献，这个问题在失真补偿网络329的本实施例中得以避免。失真补偿信号从PMOS晶体管MP1的栅极端子耦接并通过包括电容器C13和C14的第二电容分压器来衰减，其中该衰减器的输出被提供给围绕PMOS晶体管MP3构建的第三单位增益缓冲器的输入端。由于第二电容分压器中降低了信号幅度的衰减，在PMOS晶体管MP3的源极端子处的输出信号波形即使在大输入信号电平下也是单位增益缓冲器325的输入端处的失真音频输入信号的近似完美的副本，即未失真版本。失真音频输入信号的这一未失真版本其后通过补偿电容器C4施加至第二前置放大器310的非倒相输入端。通过小心调整补偿电容器C4的电容，失真补偿信号的电平将匹配通过寄生通路并进而通过第二单位增益缓冲器327提供至第二前置放大器310的倒相端子的失真信号的电平。

Claims (22)

1.一种音频放大电路，包括：

-输入端子，用于接收音频输入信号，

-衰减器，耦接至输入端子，用于在衰减器输出端处提供衰减过的音频输入信号，

-第一前置放大器，包括第一输入端，该第一输入端可操作地耦接至用于接收音频输入信号的输入端子，

-非线性元件，耦接至第一前置放大器的第一输入端，从而使大电平的音频输入信号失真，

-第二前置放大器，包括第一差分输入端和第二差分输入端，其中第一差分输入端可操作地耦接至衰减器输出端，用来接收衰减过的音频输入信号，并且第二差分输入端耦接至反馈网络，

-失真补偿网络，适于将失真补偿信号从第一前置放大器的第一输入端提供至第二前置放大器的第二差分输入端，从而使得第二前置放大器的输出信号中的失真消除或衰减，

其中，所述失真补偿网络包括：

-补偿电容，耦接在第一前置放大器的第一输入端与第二前置放大器的第二差分输入端之间；以及

-第一缓冲器，耦接在输入端子与第一前置放大器的第一输入端之间。

2.根据权利要求1所述的音频放大电路，其中衰减器包括电阻或电容分压器。

3.根据权利要求1所述的音频放大电路，其中第一缓冲器包括源极跟随器耦接的MOS晶体管，其具有可操作地耦接至输入端子的栅极端子和可操作地耦接至第一前置放大器的第一输入端的源极端子。

4.根据权利要求1所述的音频放大电路，包括耦合电容器，其连接在输入端子和非线性元件之间以提供高通滤波过的音频输入信号至第一前置放大器。

5.根据权利要求4所述的音频放大电路，其中失真补偿网络包括：

-第二衰减器，其在第一缓冲器的输入端处耦接至非线性元件以提供第二衰减过的音频输入信号，

-第二缓冲器，其配置成通过补偿电容将第二衰减过的音频输入信号耦接至第二前置放大器的第二差分输入端。

6.根据权利要求1所述的音频放大电路，其中第二前置放大器的反馈网络包括：

-反馈电容器，其耦接在第二差分输入端与第二前置放大器的第一输出端之间，

-输入电容器，其耦接在第二差分输入端与DC参考电压之间。

7.根据权利要求1所述的音频放大电路，其中输入端子处的输入阻抗的电容分量在1kHz处测得为小于500fF。

8.根据权利要求1所述的音频放大电路，其中输入端子处的输入阻抗的电容分量在1kHz处测得为小于200fF。

9.根据权利要求1所述的音频放大电路，其中输入端子处的输入阻抗的电容分量在1kHz处测得为小于100fF。

10.根据权利要求1所述的音频放大电路，其中非线性元件包括反向并联的偏置二极管对，其限制在第一前置放大器的第一输入端处的音频输入信号。

11.根据权利要求1所述的音频放大电路，其中输入端子处的输入阻抗在1kHz处测得为大于100MΩ。

12.根据权利要求1所述的音频放大电路，其中输入端子处的输入阻抗在1kHz处测得为大于1GΩ。

13.根据权利要求1所述的音频放大电路，其中输入端子处的输入阻抗在1kHz处测得为大于10GΩ。

14.根据权利要求1所述的音频放大电路，其中第二前置放大器和第一前置放大器在100Hz到10kHz的整个频率范围内具有基本相同的小信号传递函数。

15.根据权利要求1所述的音频放大电路，其中第一前置放大器和第二前置放大器的各自的小信号传递函数之间的相位差：

-在1kHz处小于15度，或者

-在100Hz处小于5度。

16.根据权利要求1所述的音频放大电路，其中第一前置放大器的小信号传递函数的高通角频率通过开关电容器电阻来控制，或者第二前置放大器的小信号传递函数的高通角频率通过开关电容器电阻来控制。

17.根据权利要求16所述的音频放大电路，其中第一前置放大器的小信号传递函数的增益通过电容比来控制，或者第二前置放大器的小信号传递函数的增益通过电容比来控制。

18.根据权利要求1所述的音频放大电路，包括两个或更多的级联非线性元件，其可操作地耦接在输入端子和DC电源轨之间或者耦接在输入端子和DC参考电压之间，以将音频输入信号钳位在第一限制电平处。

19.根据权利要求18所述的音频放大电路，所述非线性元件为二极管或二极管耦接的晶体管。

20.一种半导体芯片或基板，包括根据前述任一权利要求所述的音频放大电路。

21.一种小型电容麦克风，包括：

-电容换能器元件，响应于撞击声以在换能器信号端子上产生对应的换能器信号，

-根据权利要求20所述的半导体芯片或基板，其可操作地经由半导体芯片的输入端子耦接至换能器信号端子，用来接收和放大换能器信号。

22.一种针对非线性元件的失真而补偿音频放大电路的方法，包括步骤：

-从音频放大电路的输入信号获得用于第一前置放大器的第一输入端的音频输入信号，

-由非线性元件限制大电平的音频输入信号以在第一前置放大器的第一输入端处提供失真的音频输入信号，

-通过衰减器来衰减输入信号，

-经由衰减器的输出端将衰减过的音频输入信号施加至第二前置放大器的第一差分输入端，

-将来自第一前置放大器的第一输入端的失真补偿信号耦接至第二差分前置放大器的第二差分输入端，从而使得第二前置放大器的输出信号中的失真消除或衰减，

其中，失真补偿网络包括：

-补偿电容，耦接在第一前置放大器的第一输入端与第二前置放大器的第二差分输入端之间；以及

-第一缓冲器，耦接在输入端子与第一前置放大器的第一输入端之间。