CN103124184A - 具有多径抑制的ads-b接收机系统 - Google Patents

Abstract

用于在多径传播破坏消息或阻止消息的接收的环境中接收ADS-B消息的系统和方法。示例系统结合RF信号处理和数字信号处理技术以使得能够在存在来自附近的结构和/或更远的结构的多径反射情况下接收ADS-B消息。系统使用水平间隔的天线阵列(22)。由接收机(26，28)结合来自天线的RF信号从而形成一组具有不同方位天线图案的波束以增加在至少一个波束中非破坏性地结合多径和视线路径的概率。这有效地去除了多径反射，其中，多径相对视线路径的延迟小于100-200纳秒。系统还配置成去除相对视线路径具有更大的延迟的多径反射。

Description

具有多径抑制的ADS-B接收机系统

背景技术

当飞机在机场地面运行时，已经观察到广播式自动相关监视(ADS-B)接收机视线内的来自飞机的ADS-B断续振荡器(squitter)的接收经常不可靠。对机场附近的结构的周密检查已经显示来自这些结构的多径反射是ADS-B断续振荡器接收失败的可能的解释。当飞机在空中或以起飞或着陆速度运动时，多径反射的影响是无关紧要的并且可导致单个断续振荡器的损失。然而，当飞机处于静止或缓慢运动时，多径反射可隐藏真实的ADS-B断续振荡器。 

在诸如机场跑道的平坦开阔区域中最常见的多径源是地面反射。然而，在机场地面运行的飞机之间的距离对地面反射来说太短而不会引起强衰减。相反，来自建筑物、其它飞机等的反射更可能是引起强衰减的根源。 

为了了解多径在机场地面产生强衰减的条件，我们需要利用直接路径和反射多径之间的以下物理关系。 

由于直接和反射信号而产生的的总接收信号功率P_r由以下给出： 

P_R＝P_T[λ/4πd]²|1+R(θ_r)e^jΔ|²

其中，R(θr)是反射结构的反射系数。该反射系数具有0至1之间的幅度和0至180度之间的相位。当反射系数R(θr)具有单位幅度且反射系数的相位加上由直接路径和反射路径行进距离的差异引起的相对相移Δ总计为180度的奇数倍时，产生直接路径和反射之间的完全抵消。 

直接和反射信号之间的相位差Δ以及到达时间差(延迟)τ取决于行进距离的差异，即： 

Δ＝2π(s₁+s₂-d)/λ＝2πfτ 

其中，d、s₁和s₂为距离，λ＝c/f是波长，c是光速，f＝1090MHz是ADS-B载波频率。 

通常，反射系数的幅度和相位取决于反射角、θ_r、信号的极化、地面的电介质与传导特性、以及频率，即 

R(θ_r)＝[sinθ_r-χ(θ_r)]/[sinθ_r+χ(θ_r)] 

其中 

χ(θ_r)＝[(ε_r-cos²θ_r)-j60σλ]^1/2/[ε_r-j60σλ]，，极化垂直于反射表面 

χ(θ_r)＝[(ε_r-cos²θ_r)-j60σλ]^1/2，极化平行于反射表面 

其中ε_r是相对于自由空间中的单位的反射表面的介电常数，σ是以mhos/m为单位的反射表面的传导率，θ_r是反射角。 

图1中示出了当一架在机场地面的位置A1处的飞机正在广播ADS-B消息并且另一架在位置A2处的飞机正在试图接收该消息时，由于来自机场地面的结构的反射产生的多径传播的示意性说明。 

飞机之间的间距为d。当位置R处的反射结构相对于两架飞机定位，使得将由位置A1处的飞机发送的信号反射到位置A2处的飞机方向时，产生多径干扰。反射表面可以是另一架飞机或在机场地面上的车辆、或建筑物或任何其它固定的结构。反射信号行进的距离s₁+s₂大于两架飞机之间直接视线路径所行进的距离d。 

直接和反射路径之间的时间延迟或到达时间差τ由以下给出 

τ＝(s₁+s₂-d)/c          (1) 

其中c＝3×10⁸m/s是光速。 

具有长轴(-a，a)和短轴(-b，b)以及A1和A2处的焦点的椭圆绘出了所有可能位置的轨迹，其中，反射表面R能够产生具有相对于沿椭圆长轴的直接路径的时间延迟τ的多径反射。相对于直接路径的到达角的多径到达角

或 

能够是在0度(当反射点沿椭圆的长轴在接收天线前方时)到90度(当它离开到侧面时)以及直到180度(当它沿椭圆的长轴在接收系统的后方时)之间的任意值。 

由每架飞机广播的ADS-B断续振荡器消息由500纳秒持续时间的112个脉冲序列组成。在第一500纳秒或第二500纳秒时隙中的1微秒的间隔内广播每个脉冲。每个脉冲占用的时隙指示由该脉冲表示的该信息比特是0或1。这就是所谓的脉冲位置调制。 

如以下段落所讨论的，对ADS-B消息中的脉冲序列接收的多径反射效应和合适的抑制取决于多径反射和直接路径之间的延迟。 

当直接和反射路径之间的行进时间差(即，时间延迟)相对于500纳秒脉 冲持续时间小的时候(即，当τ＜50ns时)，经由反射路径接收的脉冲实际上与直接路径脉冲在相同的时隙间隔内到达。在这种情况下，如果反射脉冲的相位与直接路径脉冲的相位相同(这种情况下没有损害)，则两个重叠的脉冲可相加。或者如果两个重叠的脉冲具有几乎相同的幅度并且它们为180度异相，则这两个重叠的脉冲可抵消。如果发送和接收飞机是静止的、或运动缓慢，则ADS-B消息中的整个脉冲序列将遭受破坏性的多径抵消，导致接收发送脉冲失败，如图2所示。 

可从对应于具有50ns时间延迟的多径反射的椭圆的长轴和短轴的尺寸来获得机场地面区域范围的概念，在该机场地面区域范围，ADS-B断续振荡器消息的接收易遭受由于具有短延迟补偿的多径导致的振荡器接收失败。下面的表1示出作为发送飞机和接收飞机之间的间距d的函数的50ns时间延迟椭圆的尺寸。在具有这些尺寸的椭圆边界内的反射结构将产生具有短延迟的多径反射。 

表1 50ns时间延迟椭圆尺寸 

间距d(m)	长轴尺寸2a(m)	短轴尺寸2b(m)
			100	115	56.8
200	215	78.9
			300	315	96.0
400	415	110.6
			500	515	123.4
600	615	135.0
			700	715	145.7
800	815	155.6
			900	915	165.0
1000	1015	173.8

类似于地面反射多径，能够通过使用多于一个的天线和接收机(分集(diversity))接收ADS-B消息来抑制短延迟多径。然而，不同于地面多径，如果顶部和底部安装的天线具有全向图案，顶部安装和底部安装的天线的使用不必提供对由于从结构到LOS路径侧的反射导致的短延迟多径的抑制。 

为了了解如何能够抑制由于来自侧面结构的短延迟多径反射导致的脉冲抵 消，将P_R＝P_T|λ/4πd|²|1+R(θ_r)e^jΔ|²改写为 

其中

是幅度因子，其与在反射路径方向上的发送和接收天线增益

和

与在直接路径方向上的天线增益G₁(0)和G₂(0)的比值成比例。 

当直接和反射路径间的行进时间差在约或大于500纳秒脉冲持续时间时(即，当τ＞450ns时)，经由反射路径接收的脉冲在下一或稍后时隙间隔到达，从而在随后的脉冲间隔内干扰脉冲位置的正确解码，如图3所示。延迟的脉冲可在当前或下一脉冲间隔期间的非占用时隙内到达，使得在两个时隙位置中接收脉冲，从而难于确定哪个时隙位置是正确的时隙位置。或者，延迟的脉冲可在与在下一间隔发送的脉冲相同的时隙内到达，在该情形中，如果两个脉冲180度异相，则可能发生抵消，或者如果它们是同相的，则它们可相加。 

在任一情形中，长延迟多径产生“符号间干扰”，这使得ADS-B间断振荡器消息的序列的正确解码不可能。 

下面的表2示出作为发送飞机和接收飞机之间的间距d的函数的450ns时间延迟椭圆的尺寸。在具有这些尺寸的椭圆之外的反射结构将产生具有长延迟的多径反射。 

表2 450ns时间延迟椭圆尺寸 

间距d(m)	长轴尺寸2a(m)	短轴尺寸2b(m)
			100	235	212.6
200	335	268.8
			300	435	315.0
400	535	345.2
			500	635	391.4
600	735	424.6
			700	835	455.2
800	935	484.0
			900	1035	511.2
1000	1135	536.8

表2示出了能够在范围不太大的机场地面中产生的具有长于450ns的延迟 的多径反射。为了得到多径反射的最大延迟可以是多少的概念，下面的表3示出了2000ns时间延迟椭圆的尺寸(即，在大机场具有高达2000ns延迟的多径反射)。 

表3 2000ns时间延迟椭圆尺寸 

间距d(m)	长轴尺寸2a(m)	短轴尺寸2b(m)
			100	700	692.8
200	800	774.6
			300	900	848.6
400	1000	916.6
			500	1100	979.8
600	1200	1039.2
			700	1300	1095.4
800	1400	1149.0
			900	1500	1200.0
1000	1600	1249.0

当延迟脉冲在稍后未占用脉冲位置到达时，具有不同方位天线图案的多个天线的分集接收没有阻止ADS-B消息比特的不正确解码。在这一情形中，特别是当反射结构是高传导的金属物体使得两个脉冲具有相等或接近相等的幅度时，在两个可能的脉冲位置时隙中接收脉冲，使得接收机无法区分直接路径脉冲和反射路径脉冲。传统上，遭受来自延迟长于发送的调制符号的持续时间的多径的破坏性干扰的数字通信系统使用自适应均衡以持续估计和抵消一个符号对随后的符号造成的干扰(符号间干扰)。如果自适应均衡器采用具有自适应“抽头权重”的线性有限冲击响应(FIR)滤波器，则可将自适应均衡器归类为线性均衡器，或者，如果自适应均衡器采用线性FIR和反馈FIR滤波器以抵消符号间干扰，则可将自适应均衡器归类为非线性判决反馈均衡器。如果将已知数据与承载符号的信息交织，则可将线性或非线性FIR滤波器抽头权重的自适应归类为导频或训练数据辅助的均衡，或者，如果与未知数据交织，则可将线性或非线性FIR滤波器抽头权重的自适应归类为盲均衡。为了使自适应滤波器的抽头权重收敛到导致符号间干扰抵消的最佳值，必须在传输开始时将均衡器 训练足够长的一段时间，并且然后，如果信道多径缓慢变化，则它们必须持续调整以将抽头权重设置维持在它们的最佳值。因此，当在这样的系统中使用时，自适应均衡器是最有效的：该系统通过具有在时间上改变的多径的信道连续发送数据或者足够长的训练前导(training preamble)之后发送数据的长突发。 

在ADS-B消息情形中，已经定义波形并且不能改变波形以更适于与上述的自适应均衡技术一起使用。ADS-B消息非常短(112比特长)并且前导仅由已知位置的四个脉冲组成(太短而不能训练均衡器)。包括前导和扩展的断续振荡器消息的整个ADS-B消息持续时间小于128微秒。短前导使得自适应均衡技术的使用难于最好。 

在多径信道中常用的其它类型的接收机为RAKE接收机。RAKE接收机相干地结合(“耙拢(rake)”)多径以提高信噪比。当多径不引起符号间干扰时，采用RAKE接收机。它们使用在其中交织符号间的间隙以允许多径接收的系统中。 

在ADS-B消息情形中，如果消息中的脉冲表示00或11比特，则它们具有它们之间的一个脉冲间隔间隙；或者，如果它们表示10比特序列，则脉冲相互靠近；或者，如果它们表示01比特序列，则它们具有两个脉冲间隙。当发送脉冲彼此邻近时，与直接路径180度异相并且被延迟约一个脉冲持续时间的多径将抵消下一脉冲。所以RAKE接收机将不能够防止该类型的多径干扰，并且如果没有错误纠正，则将不能恢复该比特损失。 

发明内容

本发明提供了用于改进或使得能够在多径传播破坏消息或阻止消息的接收的环境中接收ADS-B消息的系统和方法。示例的系统结合RF信号处理和数字信号处理技术以使得能够在存在来自附近的结构和/或更远的结构的多径反射情况下接收ADS-B消息。 

系统采用位于机身的顶部或底部的水平隔开的天线阵列，或者其中，一些元件在顶部并且一些在底部。由接收机结合来自这些天线的RF信号从而形成一组具有不同方位天线图案的波束以增加在至少一个波束中非破坏性地结合多径和视线路径的概率。这有效地去除了多径反射，其中，相对于视线路径的多径延迟小于100-200纳秒。并且使用数字信号处理算法以估计来自接收的ADS-B消息的前导中的具有大于200ms的延迟的多径成分的延迟、幅度和相位，并且 然后将这些估计用于估计和迭代地去除消息的数据部分中的多径干扰。 

附图说明

以下将参照下列附图具体描述本发明的优选和可替代的实施例： 

图1示出了具有两个无线电之间经历的给定延迟的多径信号的可能反射位置的轨迹； 

图2和图3示出了涉及多径干扰的两个不同的干扰条件，其中，当多径延时相对于ADS-B脉冲的持续时间较短时应用图2，当多径延迟约为ADS-B脉冲的持续时间时应用图3； 

图4说明了按照本发明的实施例所形成的示例系统； 

图5说明了信号与天线位置的几何关系； 

图6-1至图6-4示出了由图4中示出的系统执行的示例处理的流程图；以及 

图7-10说明了图4中示出的系统的进一步的细节。 

具体实施方式

图4是广播式自动相关监视(ADS-B)接收机系统20的方框图，其使用具有长延迟多径抑制和多天线分集(diversity)接收的消息解码算法来提供对短延迟多径的抑制。系统20包括多个天线22、接收机26、波束形成设备28、多个脉冲检测滤波器29、对多个分集接收机执行ADS-B突发(burst)检测的设备30、抵消选择的分集接收机输出上由于长延迟多径产生的干扰的设备34、以及执行消息解码的设备36。 

天线空间分集用于对抗由于短延迟多径导致的干扰衰减。也用于接收ADS-B消息的模式S应答机接收机采用顶部和底部安装的全向天线用于分集接收。因为这些天线在垂直平面中间隔开，它们应对来自地面反射的多径干扰是最有效的。然而，由于来自机场地面上的其它飞机或结构的反射导致的多径破坏性干扰(衰减)比地面多径衰减更严重。来自其它飞机和机场结构的多径反射从不同的方位方向到达。因此，系统20包括天线22，其在飞机(未示出)上水平地间隔开以提供应对这一类型的多径的分集保护。天线22间的最小间隔是半个波长，但其能够更大。采用1090MHz的波长，则间隔大约为30cm或1英尺。 

在一个实施例中，ADS-B接收机系统20与交通防撞系统/空中防撞系统(TCAS/ACAS)共用天线22。经由水平地间隔的天线22的分集接收防止短延 迟多径破坏性干扰。 

考虑使用具有全方位图案的两个天线的分集接收情形。在这一情形中，将由两个天线接收的信号，r′₁(k)和r′₂(k)，相加和相减以形成两个正交和与差信号，r′_∑(k)和r′_Δ(k)-见波束形成块28。能够将和与差信号看作对应于由具有下式给出的方位天线图案的两个天线接收的信号 

和图案：

差图案：

其中，s是两个天线间的水平间隔距离，是信号到达的方位角，以及

是穿过两个天线的水平线与两个飞机间的直接视线路径所成的方位角。 

从两个方位和与差的增益因子，能够看出在一个图案中导致峰值或零的方位角将在其它图案中导致零或峰值。从而，当直接路径和/或短延迟多径从这些方向到达时，信号不同地结合并且多径和直接路径对和与差接收信号彼此抵消的概率非常小。然而，存在一些方位角，对于这些方位角，两种图案具有可比的增益。如果直接路径和短延迟多径两者以其中两种图案具有可比的增益的角度到达，则和与差信号将同等地受多径的影响并且无论选择和信号还是差信号，ADS-B消息的接收将会错乱。 

为了减少对从其中和与差天线图案方向不提供保护的方向到达的短延迟多径的脆弱性，需要附加天线和接收机使得能够形成所有信号流中有更少的具有可比增益的方位角的图案。例如，参见图5。 

如果将四个元件的这样的天线阵列用于接收ADS-B消息，可将来自四个天线的信号相加和相减以形成具有由下式给出的方位天线图案的两组和与差信号： 

和(A1，A2)图案：

差(A1，A2)图案：

和(A3，A4)图案：

差(A3，A4)图案：

在另一个实施例中，将四元件天线阵列分成两个两元件阵列并且将一个阵列用作顶部安装的天线，以及将另一个用作底部安装的天线。结合来自顶部和底部安装的天线阵列的信号以形成具有方位和仰角天线方向性的更复杂的天线图案，该天线方向性提供防止来自从侧面结构的反射和地面反射的多径的分集 保护。设备30处理波束形成设备28的每个输出以检测ADS-B消息的接收并选择其中已检测ADS-B消息以用于长延迟多径抵消和ADS-B消息解码的输出。 

天线图案分集的使用不提供防止具有大约大于脉冲持续时间的延迟的多径的保护。为了保护免于具有大约脉冲持续时间或长于脉冲持续时间的延迟的多径，提出的ADS-B接收机采用图7的方框图中示出的多径抑制技术。 

设备34使用改进的数据定向最小平方误差多径抵消算法以供与ADS-B消息的传输所采用的脉冲位置调制使用，并且使用最小平方误差算法以根据已知的ADS-B消息前导数据(脉冲)估计多径信道增益。 

图6-1说明了系统20执行的示例处理40的流程图。首先，在块42，在多个天线22和线性接收机26处接收ADS-B脉冲信号。接下来，在块44，执行短延迟多径脉冲信号的抑制。然后，在块46，执行长延迟多径脉冲信号的抑制。在块48，生成ADS-B消息。 

图6-2示出了在块44执行的步骤的细节。在块54，形成具有不同的方位图案的天线波束(即，天线增益图案)。然后在块56，进行尝试以通过将每个天线波束的输出与ADS-B消息前导的已知的脉冲位置相关来检测每个波束的每个输出上的前导。在块58，计算每个前导相关器的输出处的功率并且同时，在块59，还持续地测量频率偏移。在块60，将每个相关器输出功率与最小功率阈值相比较，并且当相关器输出功率超过阈值时提供指示。同时，在块61，估计相关器输出功率(脉冲峰值)为最大的定时(timing)并且提供指示。在块62，当检测到前导时(前导相关器输出功率超过最小功率阈值)，在块62选择波束接收机输出、消息-开始，脉冲峰值定时和脉冲峰值处测量的频率偏移以用于进一步处理。如果在一个或多个波束输出检测到前导，则选择具有最高的检测信号电平的波束输出和相应的脉冲峰值定时以及频率偏移。 

图6-3示出了在块46执行的步骤的细节。在块70，将用于每个天线波束的每个脉冲检测滤波器的采样数据输出存储在足够大以保持ADS-B消息的循形缓冲器中。当检测到前导时，以等于脉冲持续时间(每个脉冲一个复合样本(complex sample))间隔，输出存储在缓冲器中对应于在块62中选择的天线波束的数据以用于进一步处理，其中，该脉冲持续时间起于对应于消息-开始和脉冲峰值定时的时刻。在块76，将在所选波束上的前导相关期间测量的频率误差/偏移用于纠正在接收的消息样本中的频率误差。接下来在块78，将经频率误差 纠正的接收样本与已知的ADS-B消息的4-脉冲前导序列相关。然后，在块80，将来自块78的前导相关器的输出用于估计具有延迟等于500ns、1000ns、1500ns等到高达预期的最大延迟的每个多径成分的延迟、幅度和相位。以及最后，在块82，将具有等于多个ADS-B脉冲持续时间的离散延迟值(即500ns、1000ns、1500ns等)的多径的幅度和相位的估计用于抵消来自长延迟多径的干扰并估计ADS-B消息中的每一比特的两个可能的脉冲位置的幅度。 

图6-4示出了在块82执行的步骤的细节。在块86，将每个离散的多径延迟值的多径幅度和相位的估计值用于根据在4-脉冲前导序列之后接收的224个观察的信号值来进行ADS-B消息中的所有112个比特的两个可能的脉冲位置(1或2)的脉冲幅度的第一估计。接下来，在块88，将ADS-B消息中的第一比特(比特1)的两个可能的脉冲位置和最后比特(比特112)的两个可能的比特位置的估计的脉冲幅度相比较，以进行如下的脉冲幅度的硬判决并计算硬判决的可信度。对于比特1和比特112，给具有更大的估计脉冲幅度的脉冲位置分配幅度硬判决值1并且给具有更小的估计脉冲幅度的脉冲位置分配幅度硬判决值0。具有更大的估计幅度的脉冲位置与具有更小的估计幅度的脉冲位置之比为脉冲幅度硬判决的可信度。接下来，在块89，将比特1和112的两个可能的脉冲位置的硬判决脉冲幅度用于根据观察的(即，在前导之后接收的)224个信号值从第一和最后一个脉冲减去由于多径导致的干扰。在块90，重复在块86执行的步骤，但仅对于比特2到111的两个可能的脉冲位置的脉冲幅度。在块92，进行比特2和111的两个可能的脉冲位置的脉冲幅度硬判决并且以与以上对于块88所描述的方式相类似的方式来计算脉冲幅度硬判决的可信度。接下来，在块93，将比特2和111的两个可能的脉冲位置的脉冲幅度硬判决用于根据观察的信号值3到222从脉冲2和111减去由于多径导致的干扰。然后在块94，除了对应于两个末尾比特的脉冲位置，重复在块90、92和93的步骤，直至已经作出所有可能的脉冲位置的脉冲幅度硬判决、已经从所有比特减去(即，抵消)多径干扰、并且已经估计脉冲幅度硬判决的可信度。最后，在块96，将ADS-B消息中的112个比特的每一个的两个可能的脉冲位置的脉冲幅度硬判决和硬判决的可信度输出到块48处的ADS-B消息解码。 

如图8-1所示，当存在具有长于ADS-B脉冲持续时间的延迟的多径时，接收信号r′(t)包括脉冲的重叠序列(以不同图案示出)，这使得难于检测ADS-B 消息前导80。因此，在存在长延迟多径的情况下，通过使用查找在每一个ADS-B消息的开始处发送的唯一的4脉冲前导(图7中150处执行)的前导相关滤波器和在前导检测和天线波束选择功能(图7中160处执行)之前的查找天线波束形成器(图7中的28处执行)的每一个输出上的前导脉冲峰值(图7中152处执行)的脉冲定时同步功能，本发明检测消息前导80。 

图7中示出的ADS-B接收机系统20包括脉冲检测滤波器100、前导相关/检测滤波器150、脉冲峰值检测处理152和频率误差估计处理154，以同时检测ADS-B消息前导，估计发射机和接收机之间的频率误差并找到脉冲峰值。图7还包括数据存储缓冲器170以在一旦检测到前导就执行前导检测搜索、频率纠正处理172、多径延迟、幅度和相位估计处理172以及脉冲位置幅度估计和多径抵消处理180的同时存储接收的数据。以下提供各处理块的更加具体的描述。 

在个实施例中，选择脉冲检测滤波器以最大化信噪比和拒绝来自邻近信道中的信号的干扰。因为ADS-B接收信号的中心频率是1090MHz±1MHz，脉冲检测滤波器100具有大于ADS-B脉冲的2MHz带宽的带宽。脉冲检测滤波器在和与差信号处理路径上以每个脉冲N个样本的速率(每个脉冲周期2N个样本)处理接收的数据，其中N≥2。 

脉冲检测滤波器100之前为每个信号处理路径中的线性RF接收机前端组件26以及和与差波束形成器28。波束形成器28的和与差输出，r′_∑(k)和r′_Δ(k)，包括以每个脉冲至少N个样本的速率接收的样本流。 

图9中示出了前导相关/检测滤波器150、脉冲峰值检测处理152和频率误差估计处理154的一个可能的实现的更具体的说明。图9中说明的前导检测滤波器150执行脉冲检测滤波器100输出的接收信号样本(r_Σ(k)或r_Δ(k))的非相干相关。当ADS-B发射机和ADS-B接收机之间频率误差大于200KHz时，非相干相关是必要的。当接收的前导脉冲与前导相关滤波器150的“抽头对准”并且所有4个和路径相关器输出Y’_∑(k)，Y’_∑(k-2N)，Y’_∑(k-7N)和Y’_∑(k-9N)或者差路径相关器输出Y’_Δ(k)，Y’_Δ(k-2N)，Y’_Δ(k-7N)和Y’_Δ(k-9N)超过最小功率阈值水平时，检测到ADS-B消息前导。 

脉冲检测滤波器100输出r_Σ(k)或r_Δ(k)还用于计算在前导中的最后两个脉冲F_∑1(k)和F_Δ1(k)之间、最后一个和第二个脉冲F_∑2(k)和F_Δ2(k)之间、以及前导中的最后一个和第一个脉冲F_Σ3(k)或F_Δ3(k)之间的相位差。这些相位差用于在检测到前导并且已经 发现脉冲峰值的瞬间计算接收的前导与本地“1090MHz”接收机频率之间的频率误差。 

脉冲峰值检测器152持续计算在等于前导脉冲的前一半的时间间隔中接收的功率与在前导脉冲的后一半中接收的功率之间的差，对于和波束接收路径的D_∑(k)以及对于差波束接收路径的D_Δ(k)。对于D_∑(k)通过如图9所示遍及所有的4个前导脉冲将每个差相加来计算差D_Σ(k)和D_Δ(k)，或者可仅对一个(第一)脉冲进行。当4-脉冲相关器输出超过最小功率阈值并且其对应的脉冲的前一半与脉冲的后一半的功率之间的差，D_∑(k)或D_Δ(k)，从正变为负或反之(即，当其过0值时)，检测到脉冲峰值。 

当在和或差接收机信号路径中检测到脉冲峰值并且检测到前导时，分集接收机选择逻辑组件160选择用于下文要描述的信道长延迟多径的估计、多径抵消、以及ADS-B消息解码的信号流并且丢弃来自其它接收机的数据样本。如果在和与差接收机信号路径两者中检测到前导，则选择具有最高信号强度的接收机信号路径。 

长延迟多径幅度和相位估计：用于具有等于或长于脉冲持续时间的延迟的多径的幅度和相位的估计的算法、以及多径干扰抵消和数据解码算法适合于在已经将接收信号数字化之后来实现。此外，需要注意的是，一旦达到与直接路径前导脉冲的峰值的同步，仅需要以等于脉冲持续时间(T＝0.5μs)的间隔来估计接收的数据脉冲的位置。并且因此，多径延迟同样仅需具有等于脉冲间隔的分辨率。图10示出了在以等于脉冲持续时间的延迟间隔来执行多径的幅度和相位估计之前存储在数据存储缓冲器170中的数据的预处理。能够将每个数据存储缓冲器认为是二维循环缓冲器，其中，列数等于每个脉冲的样本数N并且行数等于第一前导脉冲和第一消息脉冲之间的脉冲位置数的两倍(即，16)加上ADS-B消息中的比特数的两倍(即，224)加上在多个脉冲持续时间中的最大预期多径延迟(例如，6)。偶尔将数据存储成一行。当检测到前导时，图9中的块160中的分集接收机选择逻辑处理提供到对应于将处理的接收数据的缓冲器170的接收机选择指针。在块182中使用该接收机选择指针以将缓冲器数据输出连接到频率偏移纠正处理块172。分集接收机选择逻辑处理块160提供到其中存储了第一前导脉冲的数据样本的所选缓冲器170中的行(行1)的第二指针并且提供到对应于脉冲峰值的列的指针。然后，从对应于脉冲峰值的所选缓冲器列 中读出待处理的数据。频率偏移纠正处理块使用由分集接收机选择逻辑处理块160提供的频率纠正来去除发射机和接收机之间的频率偏移，并且提供该数据给多径延迟、幅度和相位估计块176。 

为了能够估计接收的ADS-B消息是否受到多径的破坏，需要具有按照等于脉冲持续时间的间隔的经频率纠正的接收样本(r_p(i))之间的关系的数学模型(参见图8-2)。该模型将用于估计直接路径和多径的幅度和相位(h(0)和h(1)到h(M))、以及数据(a(i))、脉冲和前导(p(i))的幅度。 

因为用于脉冲位置估计的算法假定在整个消息期间每个多径成分的幅度和相位是恒定的，所以必须在多径信道复数增益估计之前去除发射机和接收机之间的频率误差。任何频率误差将表现为从在这一节中描述的前导处理中获得的多径估计中的恒定相位。 

更特别地，假定对应于与直接视线(LOS)相关联的前导脉冲峰值的经向下采样和频率纠正的脉冲匹配滤波器输出样本r_p(0)，r_p(1)，r_p(2)，...r_p(9)通过以下数学表达式与前导脉冲幅度p(0)，p(1)，...p(9)相关： 

r_p(i)＝h(0)p(i)+∑^M _m＝1h(m)p(i-m)+n(i)，for i＝0，1，...9          (8) 

其中索引i＝0表示与第一前导脉冲的接收相关联的脉冲峰值的定时，并且索引i＝9表示与经由直接LOS路径接收的最后一个(第四个)前导脉冲相关联的脉冲峰值的定时，并且将先验脉冲值p(-1)，p(-2)，...p(-M)都假定为0。n(i)表示接收机噪音样本并且h(0)到h(M)是表示直接路径和多径的相对幅度的复数增益(幅度和相位)因子。注意的是直接路径和多径幅度和相位h(0)到h(M)包括发射机脉冲响应和接收机脉冲匹配滤波器响应。参数M是预期为0.5μs的倍数的最大多径延迟。假定M≤6，即，最长的多径延迟小于3μs。 

由于前导脉冲幅度是已知的，通过最小化接收样本r_p(i)和接收样本的估计值之间的平方误差的和来估计直接路径和多径复数增益因子，即 

min e²＝min{∑⁹ _i＝0|r_p(i)-∑^M _m＝0h′(m)p(i-m)|²}           (9) 

其中最小化遍及未知多径复数增益h′(0)到h′(M)。 

能够显示的是该最小化问题简化为求解耦合线性方程组： 

∑⁹ _i＝０Σ^M _m＝０p*(i-n)p(i-m)h′(m)＝∑⁹ _i＝0r_p(i)p*(i-n)，n＝0，...，M    (10) 

能够以矩阵形式将其写为：Ph′＝z_p            (11) 

其中 

h′是未知的多径复数增益因子的估计值的(M+1)x1向量，即， 

h′^t＝[h′(0)，h′(1)，...，h′(M)]    (12) 

z_p是具有(M+1)个元素的列向量，其表示经频率纠正的接收样本与前导脉冲序列的副本之间的互相关，即， 

z_p ^t＝[z_p(0)，z_p(1)，...，z_p(M)]        (13) 

其中 

z_p(n)＝∑⁹ _i＝0r_p(i)p*(i-n)＝∑⁹ _i＝0r_p(i)p(i-n)，n＝0，...，M    (14) 

P是(M+1)×(M+1)前导相关矩阵，其中由下式给出元素p_nm： 

P_nm＝∑⁹ _i＝0p*(i-n)p(i-m)＝∑⁹ _i＝0p(i-n)p(i-m)，n，m＝0，...，M    (15) 

从式14中，需要注意的是z_p(0)表示当经由直接LOS路径接收的前导脉冲的峰值与前导匹配滤波器抽头对齐时(即，当完成前导检测时)，图11中所示的前导匹配滤波器186的输出。 

并且z_p(1)到z_p(M)是按照脉冲间隔的下一M个经频率误差补偿的前导匹配滤波器输出。 

能够计算多径复数增益因子的估计值为： 

h′＝P^-1z_p＝Vz_p          (16) 

其中V＝P^-1是前导相关矩阵的逆。还需注意的是能够预先计算和存储前导相关矩阵的逆，使得多径复数增益的计算为图11中所示的前导匹配滤波器输出188的直接并且简单等待的和。 

作为示例，对于M＝3，当前导中的第一和第二脉冲对之间没有重叠时，前导相关矩阵P和它的逆P^-1＝V由下式给出。 

$P=\left[\begin{array}{cccccc}4& 0& 2& 0& 0& 1\\ 0& 4& 0& 2& 0& 0\\ 2& 0& 4& 0& 2& 0\\ 0& 2& 0& 4& 0& 2\\ 0& 0& 2& 0& 4& 0\\ 1& 0& 0& 2& 0& 4\end{array}\right]$ $V=P^{-1}=1/110\left[\begin{array}{cccccc}48& -6& -32& 12& 16& -18\\ -6& 42& 4& -29& -2& 16\\ -32& 4& 58& -8& -29& 12\\ 12& -29& -8& 58& 4& -32\\ 16& -2& -29& 4& 42& -6\\ -18& 16& 12& -32& -6& 48\end{array}\right]$

在这一情形中，多径复数增益的估计相对简单。 

如果预期的最长多径延迟导致前导中的第一脉冲对和第二脉冲对之间的重叠，则多径复数增益的计算更加复杂，并且需要去除前导脉冲之间的干扰。为了说明这一情形，对于M＝5，前导相关矩阵P和它的逆P^-1＝V由下式给出： 

$P=\left[\begin{array}{cccccc}4& 0& 2& 0& 0& 1\\ 0& 4& 0& 2& 0& 0\\ 2& 0& 4& 0& 2& 0\\ 0& 2& 0& 4& 0& 2\\ 0& 0& 2& 0& 4& 0\\ 1& 0& 0& 2& 0& 4\end{array}\right]$ $V=P^{-l}=1/110\left[\begin{array}{cccccc}48& -6& -32& 12& 16& -18\\ -6& 42& 4& -29& -2& 16\\ -32& 4& 58& -8& -29& 12\\ 12& -29& -8& 58& 4& -32\\ 16& -2& -29& 4& 42& -6\\ -18& 16& 12& -32& -6& 48\end{array}\right]$

具有长延迟多径干扰抵消的ADS-B消息解码： 

当具有大约脉冲持续时间或长于脉冲持续时间的延迟的多径与LOS脉冲交织或重叠时，将从前导获得的多径幅度、相位和延迟信息用于估计ADS-消息的数据部分中的脉冲的幅度。通过处理伴随检测到的前导之后的经频率误差纠正的脉冲检测滤波器的输出样本，即，如下的r_p(16)，r_p(17)，r_p(18)，...r_p(L+M-1)，来执行在存在多径时的数据脉冲幅度估计。 

因为在两个可能的脉冲位置中的一个接收每个比特，所以使用的样本的总数L+M等于ADS-B消息中的比特数的两倍(L＝112比特的两倍)加上等于预期为M的最长的多径延迟的样本数。这意味着必须在处理能够开始之前存储ADS-B消息的所有的脉冲检测滤波器的输出加上M个附加的样本。对应于与直接视线(LOS)路径相关联的可能数据脉冲峰值位置的经频率误差纠正的脉冲检测滤波器的输出r_p(16)，r_p(17)，r_p(18)，...r_p(L+M-1)与数据脉冲幅度a(0)，a(1)，...a(L-1)通过下面一组等式相关： 

将式17中的每一行算术地表示为： 

r_p(i+16)＝h(0)a(i)+∑^M _m＝1h(m)a(i-m)+n(i)，对于i＝0，1，...L-1+M 

(18) 

其中，索引i＝0表示与第一数据脉冲的可能位置相关联的脉冲峰值的定时，并且索引i＝L-1表示与经由直接LOS路径接收的最后可能的数据脉冲位置相关联的脉冲峰值的定时。索引i＝L到i＝L+M-1表示与在最后LOS数据脉冲之后到达的多径相关联的脉冲位置的定时。 

参数M是预期为0.5μs的倍数的最大多径延迟。假定M≤6，即，最长的多径延迟小于3μs。 

因为在最后的前导脉冲和第一数据脉冲之间没有发送数据脉冲，所以将先验脉冲位置值a(-1)，a(-2)，...a(-M)都假定为0。 

n(i)表示接收机噪音样本以及h(0)到h(M)是表示从前导脉冲估计的直接路径和多径的相对幅度的复数增益(幅度和相位)因子。注意h(0)的幅度是经由LOS路径接收的脉冲的绝对幅度。 

取决于在此特定位置是否发送脉冲，脉冲幅度a(0)，a(1)，...a(L-2)a(L-1)能够取值1或0。对于每一脉冲位置对，例如，i和i+1，其中，i是偶数，脉冲幅度中的一个，a(i)或a(i+1)，必须是1并且另一个为0。 

式17表示具有L个未知数的L+M个等式，能够通过最小化经频率纠正的接收样本r_p(16+i)和接收样本的估计值之间的平方误差的和来对其求解，即 

min e²＝min{∑^L-1 _i＝0|r_p(16+i)-∑^M _m＝0h(m)a′(i-m)|²}    (19) 

其中，最小化遍及未知脉冲幅度估计值a′(0)到a′(L-1)进行。上标撇用于指示a′(0)到a′(L-1)是估计值并且用于将它们与实际发送脉冲幅度a(0)到a(L-1)相区分。 

能够以矩阵形式将式19写为： 

min e²＝min{(Ha′_L-r_p)*^t(Ha′_L-r_p)}       (20) 

其中*表示复共轭，以及^t是向量或矩阵转置算符，H是由下式给出的多径复数增益的(L+M)×L矩阵： 

并且其中a′_L和r_p分别是具有L和L+M个元素的列向量，即 

(a′_L)^t＝[a′(0)，a′(1)，...，a′(L-1)]               (22) 

(r_p)^t＝[r_p(16)，r_p(17)，...，r_p(16+L-1)，...，r_p(16+L+M-1)]    (23) 

关于向量a′的最小化得到矩阵等式 

H*^tHa′_L＝H*^tr_p                   (24) 

R*_La′_L＝g_L                             (25) 

其中矩阵乘积H*^tH＝R*_L是由下式给出的多径复数增益的L×L相关矩阵的复共轭 

并且其中R_L的元素由下式给出 

ρ(n)＝∑^M-n _m＝0h(m+n)h*(m)，for n＝0，1，...，M          (27) 

ρ(n)＝0，for n＞M                    (28) 

列向量g_L ^t＝[g(0)，g(1)，...，g(L-1)]的元素由下式给出 

g(n)＝∑^M _m＝0h*(m)r_p(16+n+m)，对于n＝0，1，...，L-1 

(29) 

其表示输入为按照等于脉冲位置间隔的间隔的接收样本并且抽头(系数)是多径复数增益因子h(0)到h(M)的复共轭的滤波器输出。因此，能够将向量g_L认为是RAKE多径合成器匹配滤波器的输出。 

对于未知向量a′_L，求解式24，能够看出脉冲幅度的最佳估计由下式给出 

a′_L＝(R*_L)^-lg_L         (30) 

其中能够将多径相关矩阵的逆(R*_L)^-1的每一行认为是去除RAKE匹配滤波器接收机的输出处的多径干扰的线性均衡器滤波器的权重。因为干扰取决于之前的数据，所以权重(即，行)随着接收样本通过线性均衡器而变化。因此，脉冲位置估计是相干地结合多径以最大化信号能量的RAKE滤波器和去除来自在前脉冲的干扰的滤波器之间的级联。 

矩阵H和向量r_p均已知，从而原则上人们应该能够从式30来计算脉冲幅度的最佳估计。然而，由于对于每一接收的消息多径相关不同，如同前导相关矩阵的情形，因为不能计算和预先存储矩阵的逆，所以R*_L的逆并非直截了当的。因此，为了求解式24、25以得到脉冲幅度a′_L向量，使用一种称为莱文森(Lcvinson)算法的递归的方法来求解式24、25所描述的形式的耦合联立方程组。 

莱文森算法：

为了应用莱文森算法，需要反序联立方程，使得式24、25变为： 

R_La^r _L＝g^r _L              (31) 

其中： 

(a^r _L)^t＝[a′(L-1)，a′(L-2)，...，a′(0)]             (32) 

(g_L)^t＝[g(L-1)，g(L-2)，...，g(0)]                (33) 

并且，其中上标r代表反序。通过使用以下关系能够递归地求解式31 

β(0，0)＝ρ(1)/ρ(0)                       (34) 

β(j，j)＝[ρ(j+1)-∑^j _k-1ρ(k)β(j-1，j-k)]/[ρ(0)-∑^j _k＝1ρ(k)β*(j-1，k-1)]，forj＝1，...，L-2 

(35) 

β(j，k)＝β(j-1，k)-β(j，j)β*(j-1，j-k-1)，for j＝1，2，...，L-2；k＝0，1，...，j-1        (36) 

a′(0，0)＝g(0)/ρ(0)                         (37) 

a′(j，j)＝[g(j)-∑^j _k＝1ρ(k)a′(j-1，j-k)]/[ρ(0)-∑^j _k＝1ρ(k)β*(j-1，k-1)]，for j＝1，...，L-1 

(38) 

a′(j，k)＝a′(j-1，k)-a′(j，j)β*(j-1，j-k-1)，for j＝1，2，...，L-1；k＝0，1，...，j-1          (39) 

注意式37-39中的第一个索引j指脉冲位置，并且第二个索引k指递归中的步骤。式37和式38的最终值是脉冲幅度的估计a′(0)到a′(L-1)。 

脉冲幅度硬判决和多径抵消： 

因为ADS-B采用脉冲位置调制来仅在两个可能的脉冲位置中的一个发送脉冲，所以对于其中索引i为偶数的每对幅度a′(i)和a′(i+1)，一个脉冲位置应该具有幅度1并且另一个应该为0。因此，对于每个脉冲位置对，将具有更大幅度的脉冲位置的幅度设为1并且将具有更小幅度的脉冲位置的幅度设为0。将这些称为硬判决脉冲幅度

和。 

不应该将每个脉冲位置的硬判决脉冲幅度与ADS-B消息比特硬判决相混淆，ADS-B消息比特硬判决基于具有幅度1的脉冲是在脉冲位置1还是在脉冲位置2而设定的。还需注意的是接收的脉冲信号强度的绝对值由信道增益h(0)到h(M)的幅度平方给出。因此，将

设置为1不会丢弃任何关于接收信号强度可变性的信息。 

更具体地， 

对于偶数i， 

如果|a′(i)|＜|a′(i+1)|，则设且

否则，如果|a′(i)|≥|a′(i+1)|，则设

且

硬判决脉冲幅度

到

可用作脉冲幅度组，根据这组脉冲幅度执行脉冲位置比特解调。然而，对于整个消息上的所有脉冲位置，硬判决的质量(误差)并不相同。事实上，能够从式17看出，因为最后的前导脉冲和第一数据脉冲之间没有传输并且最大预期多径延迟小于最后的前导脉冲和第一数据脉冲之间的间隙，所以第一可能的脉冲位置不遭受多径干扰。类似地，应该在不受来自之前的脉冲传输的多径干扰的脉冲位置接收来自消息中最后发送的脉冲的最长延迟多径。由此，对应于消息中的第一比特间隔的脉冲幅度硬判决(即，

和

)和对应于消息中的最后比特间隔的脉冲幅度硬判决(即，

和

）比其它脉冲位置的更加可靠。由此，存储比特间隔1和比特间隔L/2＝112的幅 度硬判决并且与比特间隔1的可信度测量c(1)以及比特间隔112的可信度测量c(112)一起输出，其中，可信度测量c(1)和可信度测量c(112)分别等于比特间隔1和比特间隔112中较大的估计幅度与较小的估计幅度之比。 

能够通过从经频率纠正的接收数据样本r_p(16+i)中减去硬判决 和

并且再次通过应用莱文森算法来重新估计脉冲幅度a′(2)到a′(L-3)来获得改进的脉冲幅度的估计a′(2)到a′(L-3)。这与判决反馈均衡相似，其中，反馈加权的硬判决以在对后面的数据进行判决之前去除多径干扰。 

必须求解的新的一组等式以矩阵形式表达为 

R*_L-4a′_L-4＝g_L-4        (40) 

其中： 

(a′_L-4)^t＝[a′(2)，a′(3)，...，a′(L-3)]        (41) 

其中，ρ(n)由式27、28给出。 

列向量(g_L-4)^t＝[g(2)，g(3)，...，g(L-3)]的元素由下式给出 

g(n)＝∑^M _m＝0h*(m)c_L-4(n+m)，对n＝2，３，...，L-3       (43) 

其中，c_L-4(n)为接收样本减去由多径复数增益因子加权的前两个和最后两个脉冲幅度的硬判决，即， 

还使用式34到39中给出的莱文森算法来求解式40。然而，这次仅重新计算式43、式44和式37到39中给出的列向量g_L-4和a′_L-4的元素。不改变在式27、28中定义的相关矩阵R_L-1的元素和式34、35中的递归因子β(j，k)并且应该在第一次经过莱文森算法之后将它们存储。然后保存

和

的硬判决并在第二次经过之后将其与比特间隔2的可信度测量c(2)和比特间隔(L-2)/2＝111的可信度测量c(111)一起输出，并且重复该过程直到一次获得四个所有比特间隔的脉冲位置硬判决幅度和可信度测量。 

脉冲位置比特解调

将对应于其中已经判定在多径抵消之后没有“接收”到脉冲的脉冲位置的脉冲幅度硬判决和

设为“0”，而将对应于其中已经接收到脉冲的脉冲位置的脉冲幅度硬判决设为“1”。然后，通过采用成对的脉冲幅度硬判决和基于“1”脉冲幅度是占用偶数还是奇数脉冲位置来进行的比特判决，将脉冲幅度用于进行有关已发送“0”比特还是“1”比特的判决。比特判决d(1)，d(2)，...，d(L/2)和可信度测量c(1)，c(2)，...，c(L/2)是脉冲位置解调器的输出，并作为ADS-B消息解码器的输入。 

虽然已经说明和描述了本发明的优选实施例，但是如上所提及地，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，能够进行众多改变。相应地，本发明的范围不限于所公开的优选实施例。替代地，应该结合所附权利要求书来完整地确定本发明。 

按照如下来定义本发明的实施例，其中要求了排他权或特权。 

Claims (10)

1.一种方法，包括：

在多个接收机(26)处：

从多个分集天线(22)接收多个信号；

在与多个接收机通信的设备(30)处，

同时处理该多个信号以检测在存在短延迟和长延迟多径信号情况下ADS-B消息的接收，从而产生不受短延迟多径信号干扰的信号；

从产生的信号中去除来自长延迟多径信号的干扰；以及

基于产生的没有短延迟干扰信号且去除了来自长延迟多径信号的干扰的信号，输出ADS-B消息。

2.根据权利要求1的方法，其中多个分集天线包括配置成接收1090MHz信号的天线，其中分集天线包括水平隔开的第一天线对并且该两个天线接收的信号的同时处理包括：

将从第一和第二水平间隔的天线接收的信号相加以生成第一和信号；

将从第一和第二天线接收的信号相减以生成第一差信号；以及

同时处理第一和与差信号以检测在存在短延迟和长延迟多径信号情况下ADS-B消息的接收，

其中分集天线包括在与第一天线对所在的平面垂直的平面内水平隔开的第二天线对并且第二天线对接收的信号的同时处理包括：

将从第三和第四水平间隔的天线接收的信号相加以生成第二和信号；

将从第三和第四天线接收的信号相减以生成第二差信号；以及

同时处理该多个信号以检测在存在短延迟和长延迟多径信号情况下ADS-B消息的接收。

3.根据权利要求2的方法，其中所述多个信号包括广播式自动相关监视(ADS-B)信号，其中第一和第二天线与第三和第四天线垂直地分开，其中水平间隔至少约为ADS-B信号的波长的一半。

4.根据权利要求3的方法，其中第一和第二天线水平和垂直分开并且第二和第四天线水平和垂直分开。

5.根据权利要求3的方法，其中在存在短延迟和长延迟多径信号情况下输出ADS-B消息包括：

基于先前已知的ADS-B消息前导配置，执行第一与第二和信号以及第一与第二差信号中的每一个的前导相关；

基于执行的前导相关和预定的功率阈值，选择具有关联的消息开始值、脉冲峰值定时值和频率偏移值的第一与第二和与差信号中的一个；以及

在缓冲器中存储第一与第二和与差信号中的每一个，并且

其中去除来自长延迟多径信号的干扰包括：

基于所选择的信号检索存储的和与差信号中的一个；

基于与所选择的信号相关联的频率偏移值纠正检索的信号的频率误差；

将经频率误差纠正的信号与先前已知的ADS-B消息前导配置相关；

基于经频率误差纠正的所选信号与在ADS-B消息比特之前的已知的ADS-B前导配置之间的相关输出，估计500ns的延迟间隔的多径信号的幅度和相位；和

基于500ns延迟间隔的多径信号的估计幅度和相位，抵消通过长延迟多径信号干扰跟随在前导之后的ADS-B消息比特的任何破坏。

6.一种系统，包括：

配置成接收多个信号的多个分集天线(22)；

配置成从该多个分集天线接收该多个信号的多个接收机(26)；

与该多个接收机通信的设备(30)，该设备配置成：

同时处理该多个信号以检测在存在短延迟和长延迟多径信号情况下ADS-B消息的接收，从而产生不受来自短延迟多径信号的干扰的信号；

从所产生的信号中去除来自长延迟多径信号的干扰；以及

基于产生的没有短延迟干扰信号且去除了来自长延迟多径信号的干扰的信号，输出ADS-B消息。

7.根据权利要求6的系统，其中该多个分集天线包括配置成接收1090MHz信号的天线，其中分集天线包括水平隔开的第一天线对且设备通过以下来同时处理：

将从第一和第二水平间隔的天线接收的信号相加以生成第一和信号；

将从第一和第二天线接收的信号相减以生成第一差信号；以及

同时处理第一和与差信号以检测在存在短延迟和长延迟多径信号情况下ADS-B消息的接收，

其中分集天线包括在与第一天线对所在的平面垂直的平面内水平隔开的第二天线对，并且设备通过以下来同时处理：

将从第三和第四水平间隔的天线接收的信号相加以生成第二和信号；

将从第三和第四天线接收的信号相减以生成第二差信号；以及

同时处理该多个信号以检测在存在短延迟和长延迟多径信号情况下ADS-B消息的接收。

8.根据权利要求7的系统，其中所述多个信号包括广播式自动相关监视(ADS-B)信号，其中第一和第二天线与第三和第四天线垂直地分开，其中水平间隔至少约为ADS-B信号的波长的一半。

9.根据权利要求7的系统，其中第一和第二天线水平和垂直分开并且第二和第四天线水平和垂直分开。

10.根据权利要求7的系统，其中该设备通过以下来在存在短延迟和长延迟多径信号情况下输出ADS-B消息：

基于先前已知的ADS-B消息前导配置，执行第一与第二和信号以及第一与第二差信号中的第一个的前导相关；

基于所执行的前导相关和预定的功率阈值，选择具有关联的消息开始值、脉冲峰值定时值以及频率偏移值的第一与第二和与差信号中的一个；以及

在缓冲器中存储第一与第二和与差信号中的每一个，以及

其中设备通过以下来去除来自长延迟多径信号的干扰：

基于所选择的信号来检索存储的和与差信号中的一个；

基于与所选择的信号相关联的频率偏移值来纠正所检索的信号的频率误差；

将经频率误差纠正的信号与先前已知的ADS-B消息前导配置相关；

基于经频率误差纠正的所选择信号与在ADS-B消息比特之前的已知ADS-B前导配置之间的相关输出，估计500ns的延迟间隔的多径信号的幅度和相位；以及

基于500ns的延迟间隔的多径信号的估计幅度和相位，抵消通过长延迟多径信号干扰跟随在前导之后的ADS-B消息比特的任何破坏。

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