CN103095170B - 一种适用于不平衡负载下的三相逆变器控制系统 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种适用于不平衡负载下的三相逆变器控制系统，通过解耦控制器对三相电压控制值C_a、C_b、C_c进行解耦，得到SPWM调制信号u_{spwm_a}、u_{spwm_b}、u_{spwm_c}。由于负载不平衡的情况多变，实际耦合矩阵T的准确数值不易确定，但经大量测试表明，取平衡负载下的耦合矩阵T对于弱化耦合的影响，降低三相输出电压不对称仍是有益的，这样，提高了三相逆变器抑制三相电压输出不对称的能力。

Description

一种适用于不平衡负载下的三相逆变器控制系统

技术领域

本发明属于逆变器控制技术领域，更为具体地讲，涉及一种适用于不平衡负载下的三相逆变器控制系统。

背景技术

作为一种直流电转换为交流电的设备，三相逆变器在微电网、分布式发电中有着广泛的应用。

三相输出电压的对称性是三相逆变器重要的指标。在实际应用尤其是在微电网中，三相负载往往具有不同程度的不平衡，导致了三相逆变器三相输出电压的不对称。因此，必须采取措施加以抑制，保证三相逆变器在不平衡负载下保持输出电压的相对平衡。

由于，三相逆变器三相输出电压的对称性与其控制系统性能有着直接的联系，所以对其控制系统及其控制策略的研究对微电网和分布式发电的稳定性分析及其控制有着重要的意义。

图1是典型的三相逆变器主电路图。

如图1所示，通过控制逆变桥电路功率开关管S1~S6的开通、关断，将电压为U_d的直流电源转变为三相交流电压，从a、b、c点输出，经过R、L、C进行低通滤波滤除高频成分后，得到U_A、U_B、U_C三相输出电压给负载。

三相逆变器三相输出电压的不对称主要是由三相负载的不平衡造成的，抑制由不平衡负载引起的三相输出电压不对称的控制策略主要有三种：分相控制、矢量空间控制、dq坐标系下PI控制。各类控制策略的原理如下：

1、分相控制

将三相输出电压的反馈值直接与给定值比较，得到的误差作为控制系统输入，采用3个PI或者PID控制器分别控制三相输出电压，其核心是设计良好的PI或者PID控制参数。

2、矢量空间控制

该控制策略的基本思想是，忽略死区影响，三相逆变器每一组桥臂的工作状态只有2种：各臂上管和下管互补开通和关断；上管开通时开关函数值为1，反之为0。建立各臂工作状态与相应输出电压值的关系表，根据输出电压反馈通过控制算法选取合适的各臂开关状态组合，到达调节输出电压，抑制三相输出不对称的目的。

3、dq坐标系下PI控制

该控制策略的基本思想是，通过对称分量法三相逆变器三相输出电压可以分解为正序、负序、零序分量。正序分量与输出电压同频率，可用下式表示：

$\left[\begin{array}{c}{U}_{A\_p}\\ U_{B\_p}\\ U_{C\_p}\end{array}\right]=U_{M\_p}\left[\begin{array}{c}\cos (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_p)\\ \cos (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_p-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ \cos (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_p+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]---\left(1\right)$

式中，U_{M_p}为正序分量幅值，θ_p为正序分量对输出电压的相位差。

对正序分量进行dq坐标变换，得到正序分量在dq同步旋转坐标系中的表达式为：

$\left[\begin{array}{c}{U}_{d\_p}\\ U_{q\_p}\end{array}\right]=U_{M\_p}\left[\begin{array}{c}{\cos \mathrm{\θ}}_p\\ {\sin \mathrm{\θ}}_p\end{array}\right]---\left(2\right)$

稳态时，由于θ_p为常数，所以正序电压在dq坐标系下视作直流量，可通过2个PI控制器进行控制。

零序分量及其在dq同步旋转坐标系中的表达式分别如下：

$\left[\begin{array}{c}{U}_{A\_0}\\ U_{B\_0}\\ U_{C\_0}\end{array}\right]=U_{M\_0}\left[\begin{array}{c}\cos (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_0)\\ \cos (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_0)\\ \cos (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_0)\end{array}\right]---\left(3\right)$

$\left[\begin{array}{c}{U}_{d\_0}\\ U_{q\_0}\end{array}\right]=U_{M\_0}\left[\begin{array}{c}0\\ 0\end{array}\right]---\left(4\right)$

式中U_{M_0}为零序分量幅值，θ₀为零序分量相移。可见，零序分量在dq坐标系下始终为0，不可控。

三相输出电压对称时，负序分量为0，三相输出不对称时负序分量幅值不为0，所以负序电压表征了三相输出电压的不平衡程度。当三相负载不平衡时，根据对称分量法负序分量可用下式表示：

$\left[\begin{array}{c}{U}_{A\_n}\\ U_{B\_n}\\ U_{C\_n}\end{array}\right]=U_{M\_n}\left[\begin{array}{c}\cos (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_n)\\ \cos (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_n+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ \cos (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_n-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]---\left(5\right)$

U_{M_n}为负序分量幅值，θ_n为负序分量相移，对负序分量在同步旋转坐标系下进行dq变换可得：

$\left[\begin{array}{c}{U}_{d\_n}^{+}\\ U_{q\_n}^{+}\end{array}\right]=U_{M\_n}\left[\begin{array}{c}\cos (2\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_n)\\ -\sin (2\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_n)\end{array}\right]---\left(6\right)$

可以看出，负序分量在同步旋转坐标系下频率为2ω的扰动，也可通过2个PI控制器进行控制，但控制效果有限。将负序分量转换到dq同步反旋转坐标系下，可消除2ω的频率成分，如下式：

$\left[\begin{array}{c}{U}_{d\_n}\\ U_{q\_n}\end{array}\right]=U_{M\_n}\left[\begin{array}{c}{\cos \mathrm{\θ}}_n\\ {-\sin \mathrm{\θ}}_n\end{array}\right]---\left(7\right)$

再通过2个PI控制器分别控制，效果更好。

目前，dq坐标系下PI控制策略主要有2种，

3.1、重复控制

该控制策略的主要思想是，正序分量转换到dq同步旋转坐标系下后，通过2个PI控制器分别控制正序分量的d轴、q轴电压；负序分量在dq同步旋转坐标系下以2倍基波电压频率震荡，但其在每一个基波周期内基本以相同的波形重复出现，因此，采用重复信号发生器对重复出现的扰动进行抑制。

3.2、负序分量dq同步反旋转坐标系下控制

该控制策略针对负序分量在dq同步旋转坐标系下以2倍基波频率震荡而不易于控制的特点，将负序分量转换到dq同步反旋转坐标系下，消除2倍基波频率成分，更有利于PI控制器跟踪参考电压。此方法不足在于，未考虑到在不平衡负载下，三相逆变器三相输出电压不平衡是无法完全消除的，三相输出电压会在给定值附近变化，使得负序分量d轴、q轴电压仍会呈现出交流变化的特征，对PI控制器的控制效果造成不良影响。

以上各类控制策略都忽略了一个问题，当三相逆变器处于不平衡负载时，由于耦合关系的存在，控制系统对某一相输出电压的控制会导致另外两相输出电压变化，从而引起另外两相输出电压的控制动作，如此反复，影响抑制三相输出电压不对称性的控制效果。

发明内容

本发明的目的在于针对现有三相逆变器在不平衡负载下三相输出电压不对称的技术问题，提供一种适用于不平衡负载下的三相逆变器控制系统，以提高三相逆变器抑制三相电压输出不对称的能力。

为实现以上目的，本发明适用于不平衡负载下的三相逆变器控制系统，包括：

一正序负序分量分离单元，用于将三相输出电压的反馈值U_A、U_B、U_C分解为正序分量U_p和负序分量U_n，并分别输出到dq同步旋转坐标转换单元以及dq同步反旋转坐标转换单元；

一dq同步旋转坐标转换单元，用于将输入的正序分量U_p转换到dq同步旋转坐标系下，得到正序d轴电压U_{d_p}、正序q轴电压U_{q_p}，并输出到PI控制器

一dq同步反旋转坐标转换单元，用于将输入的负序分量U_n转换到dq同步反旋转坐标系下，得到负序d轴电压U_{d_n}、负序q轴电压U_{q_n}，并输出到PI控制器；

一PI控制器，用基波给定电压值U、0电压值分别减去输入的dq同步旋转坐标系下的正序d轴电压U_{d_p}、正序q轴电压U_{q_p}，得到的差值分别进行PI控制，得到正序分量d轴电压控制值e_{d_p}与正序分量q轴电压控制值e_{q_p}；用两个0电压值分别减去dq同步反旋转坐标系下的负序d轴电压U_{d_n}、负序q轴电压U_{q_n}，得到的差值分别进行PI控制，得到负序分量d轴电压控制值e_{d_n}、负序分量q轴电压控制值e_{q_n}；

负序分量d轴电压控制值e_{d_n}、负序分量q轴电压控制值e_{q_n}分别进行同步反旋转坐标到同步旋转坐标变换，得到的两个电压控制值分别与正序分量d轴电压控制值e_{d_p}、正序分量q轴电压控制值e_{q_p}相加，得到d轴电压控制值e_d、q轴电压控制值e_q，补充一个0的0轴分量后，将输入的d轴电压控制值e_d、q轴电压控制值e_q转换到abc坐标系下，得到三相电压控制值C_a、C_b、C_c；

其特征在于，还包括：

一个解耦控制器，对三相电压控制值C_a、C_b、C_c进行解耦，得到三相SPWM调制信号u_{spwm_a}、u_{spwm_b}、u_{spwm_c}：

U_spwm=T^-1C    （8）

其中，C=[C_a C_b C_c]^T，U_spwm=[u_{spwm_a} u_{spwm_b} u_{spwm_c}]^T，T为平衡负载下的耦合矩阵，T^-1为耦合矩阵T的逆矩阵，且

$T=\left[\begin{array}{ccc}2/3& 1/3& 1/3\\ 1/3& 2/3& 1/3\\ 1/3& 1/3& 2/3\end{array}\right]---\left(9\right)$

一SPWM（Sinusoidal Pulse Width Modulation，正弦脉宽调制）信号发生器，解耦控制器将三相SPWM调制信号u_{spwm_a}、u_{spwm_b}、u_{spwm_c}送入SPWM信号发生器，SPWM信号发生器输出的PWM信号通过驱动电路驱动后，控制逆变桥电路功率开关管开通、关断，将电压为U_d的直流电源转变为三相交流电压。

本发明的目的是这样实现的：

本发明适用于不平衡负载下的三相逆变器控制系统，通过解耦控制器对三相电压控制值C_a、C_b、C_c进行解耦，得到SPWM调制信号u_{spwm_a}、u_{spwm_b}、u_{spwm_c}。由于负载不平衡的情况多变，耦合矩阵T的准确数值不易确定，但经大量测试表明，取平衡负载下的耦合矩阵T对于弱化耦合的影响，降低三相输出电压不对称仍是有益的，这样，提高了三相逆变器抑制三相电压输出不对称的能力。

附图说明

图1是典型的三相逆变器主电路图；

图2是本发明适用于不平衡负载下的三相逆变器控制系统一种具体实施方式原理框图；

图3是三相逆变器等效电路；

图4是图2所示解耦控制器原理图；

图5是图2所示PI控制器原理图；

图6是波形结果对比图；

图7是不平衡负载下三相输出电压波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解本发明。需要特别提醒注意的是，在以下的描述中，当已知功能和设计的详细描述也许会淡化本发明的主要内容时，这些描述在这里将被忽略。

图2是本发明适用于不平衡负载下的三相逆变器控制系统一种具体实施方式原理框图。

在本实施例中，如图2所示，本发明适用于不平衡负载下的三相逆变器控制系统，包括：正序负序分量分离单元1、dq同步旋转坐标转换单元2、dq同步反旋转坐标转换单元3、PI控制器4、解耦控制器5以及SPWM信号发生器6。

正序负序分量分离单元1将三相输出电压的反馈值U_A、U_B、U_C分解为正序分量U_p和负序分量U_n，并分别输出到dq同步旋转坐标转换单元2以及dq同步反旋转坐标转换单元3。

dq同步旋转坐标转换单元2将输入的正序分量U_p转换到dq同步旋转坐标系下，得到正序d轴电压U_{d_p}、正序q轴电压U_{q_p}，并输出到PI控制器4。

dq同步反旋转坐标转换单元3将输入的负序分量U_n转换到dq同步反旋转坐标系下，得到负序d轴电压U_{d_n}、负序q轴电压U_{q_n}，并输出到PI控制器4。

PI控制器4用基波给定电压值U、0电压值分别减去输入的dq同步旋转坐标系下的正序d轴电压U_{d_p}、正序q轴电压U_{q_p}，得到的差值分别进行PI控制，得到正序分量d轴电压控制值e_{d_p}与正序分量q轴电压控制值e_{q_p}；用两个0电压值分别减去dq同步反旋转坐标系下的负序d轴电压U_{d_n}、负序q轴电压U_{q_n}，得到的差值分别进行PI控制，得到负序分量d轴电压控制值e_{d_n}、负序分量q轴电压控制值e_{q_n}；

负序分量d轴电压控制值e_{d_n}、负序分量q轴电压控制值e_{q_n}分别进行同步反旋转坐标到同步旋转坐标变换，得到的两个电压控制值分别与正序分量d轴电压控制值e_{d_p}、正序分量q轴电压控制值e_{q_p}相加，得到d轴电压控制值e_d、q轴电压控制值e_q，补充一个0的0轴分量后，将输入的d轴电压控制值e_d、q轴电压控制值e_q转换到abc坐标系下，得到三相电压控制值C_a、C_b、C_c；

解耦控制器5对三相电压控制值C_a、C_b、C_c进行解耦，得到三相SPWM调制信号u_{spwm_a}、u_{spwm_b}、u_{spwm_c}：

U_spwm=T^-1C    （10）

其中，C=[C_a C_b C_c]^T，U_spwm=[u_{spwm_a} u_{spwm_b} u_{spwm_c}]^T，T为平衡负载下的耦合矩阵，T^-1为耦合矩阵T的逆矩阵，且

$T=\left[\begin{array}{ccc}2/3& 1/3& 1/3\\ 1/3& 2/3& 1/3\\ 1/3& 1/3& 2/3\end{array}\right]---\left(11\right)$

解耦控制器5将三相SPWM调制信号u_{spwm_a}、u_{spwm_b}、u_{spwm_c}送入SPWM信号发生器6，SPWM信号发生器6输出的PWM信号通过驱动电路7驱动后，控制逆变桥电路8功率开关管开通、关断，将电压为U_d的直流电源转变为三相交流电压。

解耦控制：对逆变器三相输出电压耦合关系进行分析，将逆变器的每个桥臂等效为一个电压源，整个逆变器可视作三相电压源，其等效电路如图3（a）。

u_a、u_b、u_c为等效电压源，Z_a、Z_b、Z_c为包含了滤波器R、L、C和三相负载的参数。u_a、u_b、u_c可用下式表示：

$U=f\left(U_{\mathrm{spwm}}\right)=\left[\begin{array}{c}f\left(A_a\right)\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)\\ f\left(A_b\right)\cos (\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ f\left(A_c\right)\cos (\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]---\left(12\right)$

式中：U=[u_a u_b u_c]^T    （13）

U_spwm=[u_{spwm_a} u_{spwm_b} u_{spwm_c}]^T    （14）

其中u_{spwm_a}，u_{spwm_b}，u_{spwm_c}为三相SPWM调制信号。A_a，A_b，A_c为SPWM调制信号幅值，f(A)为比例函数。在理想情况下，u_a的频率与相位与u_{spwm_a}相同，幅值为A_a的函数。u_b，u_c同理。

针对A相输出电压U_A运用叠加原理进行分析。将图4（a）电路分解为3个电路，如图4（b）、（c）、（d）所示，则可计算得：

$U_{A1}=\frac{Z_a(Z_b+Z_c)}{Z_b{Z}_c+Z_a(Z_b+Z_c)}{u}_a=\frac{2}{3}{u}_a---\left(15\right)$

$U_{A2}=\frac{Z_a{Z}_c}{Z_a{Z}_c+Z_b(Z_a+Z_c)}{u}_b=\frac{1}{3}{u}_b---\left(16\right)$

$U_{A3}=\frac{Z_a{Z}_b}{Z_a{Z}_b+Z_c(Z_a+Z_b)}{u}_c=\frac{1}{3}{u}_c---\left(17\right)$

根据上三式由叠加原理得A相输出电压为：

$U_A=U_{A1}+U_{A2}+U_{A3}=\left[\begin{array}{ccc}\frac{2}{3}& \frac{1}{3}& \frac{1}{3}\end{array}\right]U---\left(18\right)$

在将B相C相输出电压进行同样的分析后，定义矩阵U₀，T：

U_o=[U_A U_B U_C]^T    （19）

$T=\left[\begin{array}{ccc}2/3& 1/3& 1/3\\ 1/3& 2/3& 1/3\\ 1/3& 1/3& 2/3\end{array}\right]---\left(20\right)$

则三相输出电压可以表示为：

U_o=TU    （21）

考虑到式（12），则：

U_o=TU=T_f（U_spwm）    （22）

可知三相逆变器三相输出电压U_o与三相SPWM控制波U_spwm也存在同样的耦合关系，T为三相负载平衡下的耦合矩阵。

解耦算法如下：

定义三相电压控制矩阵C：

C=[C_a C_b C_c]^T    （23）

由于三相输出电压矩阵U_o转换得到三相电压控制矩阵C，因此，其之间存在的是一个比例关系即U_o=f（C），则根据公式（21）：

f(C)=Tf(U_spwm)    （24）

C=TU_spwm    （25）

则：U_spwm=T^-1C    （26）

由上式可看出C左乘T^-1后可解耦得到U_o。

根据解耦算法设计解耦控制器实现三相输出电压解耦。解耦控制器5内部结构如图4所示。T^-1为通过解耦算法得出的解耦阵，C_a、C_b、C_c为PI控制器4产生的三相电压控制值，构成矩阵C，左乘T^-1后，得到三相SPWM调制信号u_{spwm_a}、u_{spwm_b}、u_{spwm_c}，实现解耦控制。

负序分量控制值补偿：公式（7）从表面上看，稳态时，θ_n为常数，负序分量在dq反转坐标下视作为直流量。但在实际控制中，不平衡负载下三相输出电压不平衡是无法完全消除的，只能尽量将其抑制在比较低的值。因此，系统的状态只是一个相对的稳态，三相电压会在给定值附近变化，这就造成了θ_n在[0,2π]之间的变化，进而使得包含cosθ_n与sinθ_n的负序d、q轴电压呈现出交流变化的特征。

由上分析可知，负序分量在dq同步反旋转坐标系下可消除2ω的频率扰动，但由于θ_n的存在仍为交流量，PI控制器的控制值易产生较大振荡，控制效果有限。而负序分量幅值U_{M_n}虽然无法绝对表示出不平衡分量的变化，但其变化趋势是与不平衡分量相同的，且其为直流量，利用PI控制能有效跟踪参考电压，可用其控制值对负序分量控制值进行修正，降低负序控制值震荡的影响，提高控制性能。

在本实施例中，如图2所示，正序负序分量分离单元1还同时检测出负序分量幅值U_{M_n}，送入PI控制器4中。

在本实施例中，如图5所示，PI控制器4中还包括有一补偿器C（z），用两个0电压值减去负序分量幅值U_{M_n}，得到的差值进行PI控制，得到控制值e_{M_n}，在补偿器C（z）中对负序分量d轴电压控制值e_{d_n}、负序分量q轴电压控制值e_{q_n}进行修正，其修正函数如下式：

$C\left(z\right)=\left[\begin{array}{c}{e}_{d\_c}\\ e_{q\_c}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{e}_{d\_n}(k\·e_{M\_n}/|e_{d\_n}\left|\right)\\ e_{q\_n}(k\·e_{M\_n}/|e_{q\_n}\left|\right)\end{array}\right]---\left(27\right)$

其中，k为补偿系数，||为取绝对值，然后将修正后的负序分量d轴电压控制值e_{d_c}、负序分量q轴电压控制值e_{q_c}分别进行同步反旋转坐标到同步旋转坐标变换，得到的两个电压控制值分别与正序分量d轴电压控制值e_{d_p}、正序分量q轴电压控制值e_{q_p}相加，得到d轴电压控制值e_d、q轴电压控制值e_q，补充一个0的0轴分量后，将输入的d轴电压控制值e_d、q轴电压控制值e_q转换到abc坐标系下，得到三相电压控制值C_a、C_b、C_c。

实例分析

在本实例中，逆变控制对象为三相逆变器，主要技术参数如下：功率60KW，直流输入电压400V，交流输出电压380V/50Hz，滤波器参数取R=0.12*10^-3Ω，L=0.6mH，C=30μF。

逆变控制系统主控芯片为TI公司的TMS320F2812DPS芯片。电压传感器选取CV25-P传感器对三相输出电压采样。A/D通道采用TMS320F2812DPS芯片内部12位采样通道进行电压采样，采样频率3MHz。通过TMS320F2812DPS芯片和D/A芯片KA962F构成模拟SPWM波输出通道对逆变器IGBT桥路进行驱动。

利用TMS320F2812DPS芯片的数字处理功能编写程序，实现如下功能：对采样后的三相输出反馈电压正序、负序分量分离；dq坐标变换与dq坐标反变换；PI控制算法，其中正序分量d轴、q轴PI控制器参数均取P=0.01、I=100，负序分量d轴、q轴PI控制器参数均取P=0.001、I=60，负序分量幅值U_{M_n}的PI控制器参数取P=0.002、I=0.3；负序控制值修正算法，其中补偿系数k取k=0.5；解耦算法；生成SPWM控制波。完成对逆变控制系统设计。

为了验证解耦控制与负序分量修正的有效性，在逆变控制系统稳定运行后，在t=1s时突加A相200%负载，B相额定负载不变，C相空载。对单纯正、负序控制与分别加入解耦控制和负序修正三种控制方式进行分析。表1为三种控制方式下线电压有效值及不对称度对比。

表1

从表1可见解耦控制和负序修正均有助于降低输出不平衡度，提高系统抑制不对称输出的能力。

图6是波形结果对比图。图6（a）为单纯正、负序控制时输出电压放大波形，可看出在加入不平衡负载后三相电压不平衡偏差在4V到5V之间，其实质是由不平衡负载和耦合关系造成的偏差的和；图6（b）为加入解耦控制后的波形。可看出由于解耦控制的作用减小了每相电压因其他两相电压变化所造成的影响，使其每个周期三相之间的偏差相对图6（a）中同样的周期都有所减小且整个控制过程更加平稳。偏差抑制在了1V到3V之间，主要是由不平衡负载产生的偏差，说明解耦控制是有效的。

图6（c）与图6（d）分别为单纯正、负序控制时负序d轴、q轴电压偏差，可看出d轴偏差在-5V到5V之间震荡，q轴偏差在-15V到10V之间振荡，偏差较大。加入负序修正后的波形如图6（e）与图6（f）所示，可见d轴、q轴偏差得到了较好抑制。图6（g）为d轴控制值和修正后的控制值的波形。局部放大后如图6（h）所示，实线为d轴控制值，虚线为修正后控制值。可看出修正后对控制值的改善。对比结果说明了负序修正的有效性。

采用正、负序控制+负序修正+解耦控制后，三相不平衡负载下输出电压波形如图7（a）所示。图7（b）为三相输出电压局部放大后波形。可以看出三相输出电压之间最大只有2V左右不对称。

对三相逆变器在几种典型不平衡负载下测试结果如下表。

表2

从表2可看到，逆变器在典型不平衡负载下输出不平衡度都控制在0.2%左右。这说明解耦控制+负序修正对输出电压不平衡的抑制是有效的。

三相逆变器输出电压的对称性是逆变器的重要指标，在本实施例中，提出了解耦控制和负序修正相结合的逆变控制系统，通过测试，三相逆变器在不平衡负载下的输出不对称度均被抑制在0.2%左右，较现有逆变控制系统有了进一步的提高。

尽管上面对本发明说明性的具体实施方式进行了描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。

Claims (2)

1.一种适用于不平衡负载下的三相逆变器控制系统，包括：

一正序负序分量分离单元，用于将三相输出电压的反馈值U_A、U_B、U_C分解为正序分量U_p和负序分量U_n，并分别输出到dq同步旋转坐标转换单元以及dq同步反旋转坐标转换单元；

一dq同步旋转坐标转换单元，用于将输入的正序分量U_p转换到dq同步旋转坐标系下，得到正序d轴电压U_{d_p}、正序q轴电压U_{q_p}，并输出到PI控制器；

一dq同步反旋转坐标转换单元，用于将输入的负序分量U_n转换到dq同步反旋转坐标系下，得到负序d轴电压U_{d_n}、负序q轴电压U_{q_n}，并输出到PI控制器；

一PI控制器，用基波给定电压值U、0电压值分别减去输入的dq同步旋转坐标系下的正序d轴电压U_{d_p}、正序q轴电压U_{q_p}，得到的差值分别进行PI控制，得到正序分量d轴电压控制值e_{d_p}与正序分量q轴电压控制值e_{q_p}；用两个0电压值分别减去dq同步反旋转坐标系下的负序d轴电压U_{d_n}、负序q轴电压U_{q_n}，得到的差值分别进行PI控制，得到负序分量d轴电压控制值e_{d_n}、负序分量q轴电压控制值e_{q_n}；

负序分量d轴电压控制值e_{d_n}、负序分量q轴电压控制值e_{q_n}分别进行同步反旋转坐标到同步旋转坐标变换，得到的两个电压控制值分别与正序分量d轴电压控制值e_{d_p}、正序分量q轴电压控制值e_{q_p}相加，得到d轴电压控制值e_d、q轴电压控制值e_q，补充一个0作为0轴分量后，将输入的d轴电压控制值e_d、q轴电压控制值e_q转换到abc坐标系下，得到三相电压控制值C_a、C_b、C_c；

其特征在于，还包括一个解耦控制器，对三相电压控制值C_a、C_b、C_c进行解耦，得到三相SPWM调制信号u_{spwm_a}、u_{spwm_b}、u_{spwm_c}：

U_spwm＝T^-1 C

其中，C＝[C_a C_b C_c]^T，U_spwm＝[u_{spwm_a} u_{spwm_b} u_{spwm_c}]^T，T为平衡负载下的耦合矩阵，且

$T=\left[\begin{array}{ccc}2/3& 1/3& 1/3\\ 1/3& 2/3& 1/3\\ 1/3& 1/3& 2/3\end{array}\right];$

一SPWM信号发生器，解耦控制器将三相SPWM调制信号u_{spwm_a}、u_{spwm_b}、u_{spwm_c}送入SPWM信号发生器，SPWM信号发生器输出的PWM信号通过驱动电路驱动后，控制逆变桥电路功率开关管开通、关断，将电压为U_d的直流电源转变为三相交流电压。

2.根据权利要求1所述的三相逆变器控制系统，其特征在于，所述的正序负序分量分离单元1还同时检测出负序分量幅值U_{M_n}，送入PI控制器中；

所述的PI控制器中还包括有一补偿器C(z)；

在所述的PI控制器中，用两个0电压值减去负序分量幅值U_{M_n}，得到的差值进行PI控制，得到控制值e_{M_n}，并送入补偿器C(z)中对负序分量d轴电压控制值e_{d_n}、负序分量q轴电压控制值e_{q_n}进行修正，其修正函数如下式：

$C\left(z\right)=\left[\begin{array}{c}{e}_{d\_c}\\ e_{q\_c}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{e}_{d\_n}(k\·e_{M\_n}/|e_{d\_n}\left|\right)\\ e_{q\_n}(k\·e_{M\_n}/|e_{q\_n}\left|\right)\end{array}\right]$

其中，k为补偿系数，||为取绝对值；

所述的负序分量d轴电压控制值e_{d_n}、负序分量q轴电压控制值e_{q_n}分别进行同步反旋转坐标到同步旋转坐标变换是指对其分别进行修正后的负序分量d轴电压控制值e_{d_c}、负序分量q轴电压控制值e_{q_c}分别进行同步反旋转坐标到同步旋转坐标变换。