具体实施方式
下面通过附图和实施例,对本发明的技术方案做进一步的详细描述。
图4是本发明一个实施例的恒流控制电路示意图,该恒流控制电路包括斜率补偿电路410和现有恒流控制电路;其中,该斜率补偿电路410包括斜率采样电路U4、电压叠加模块(图4中未标注);且该电压叠加模块包括电压转换电路U5、加法器U6;该现有恒流控制电路包括桥式整流器、电容C1、变压器T1、二极管D1、电容C2、功率开关管M1、缓冲器U3、RS触发器U2、比较器U1、参考电压Vref、电阻Rcs。
市电输入电压经桥式整流器、电容C1后输送至变压器T1的主级电感上,主级电感电流为
其中,VIN为桥后母线电压,LP为主级电感值,t为时间。
变压器T1的主级电感与功率开关管M1、电阻Rcs串联,则流经电阻Rcs的电流为主级电感电流
因此,电阻Rcs两端电压Vcs为:
电阻Rcs两端电压Vcs的斜率Slope为:
斜率采样电路U4用于对电阻Rcs电压Vcs的斜率Slope进行采样,并将得到的采样值发送至电压转换电路U5。
电压转换电路U5用于将来自斜率采样电路U4的采样值转换成电压值Vcomp,且该电压值Vcomp与Vcs的斜率Slope成正比,则电压转换电路U5的输出电压Vcomp为:
其中,k1为比例因子,其为常数。
加法器U6的一个输入端连接至电压转换电路U5的输出端(即加法器U6的该输入端输入电压为Vcomp);加法器U6的另一个输入端连接至电阻Rcs与功率开关管M1之间的连接点(即加法器U6的该输入端输入电压为VCS)。
加法器U6用于将来自电压转换电路U5的电压值Vcomp与电阻Rcs两端电压Vcs相加求和,则输出电压Vcomb1为:
比较器U1正向输入端连接至加法器U6的输出端(即正向输入电压为Vcomb1),比较器U1负向输入端连接至参考电压Vref(即负向输入电压为Vref)。因此,比较器U1在加法器U6输出电压Vcomb1等于参考电压Vref时翻转,即比较器U1在满足下述公式(5)时翻转。
假设从Vref=Vcomb1(即从Vcomb1达到Vref)到功率开关管M1关断的延时为td,则根据图5可知,Vcs的过冲电压ΔVcs为该延时td与Vcs斜率之积,即
因此,Vcs的峰值Vcs_peak为:
由公式(7)可知,当k1=td时,Vcs_peak=Vref。也就是说,在电压转换电路U5中选取合适的比例因子k1使k1=td,则在电阻Rcs两端电压Vcs的峰值Vcs_peak达到参考电压Vref瞬间,NMOS管M1立即关断,从而消除了延时对恒流控制电路带来的不利影响。
下面继续阐述图4中比较器U1、RS触发器U2、缓冲器U3、功率开关管M1连接方式及工作原理。
比较器U1的输出端与RS触发器U2的R端相连,RS触发器U2的S端由芯片中的其他电路提供输入信号。RS触发器U2的输出端与缓冲器U3的输入端相连,缓冲器U3的输出端与功率开关管M1的栅极相连。因此,在比较器U1正向输入电压Vcomb1达到参考电压Vref时,其输出高电平,进而触发RS触发器U2,RS触发器U2将关断信号发送至缓冲器U3,由缓冲器U3关断功率开关管M1。
在关断功率开关管M1后,电阻Rcs电压降至0伏,主级电感电流转换到次级电感上,次级电感通过二极管D1、电容C2为外部LED灯提供恒定电流。
图6是图4恒定控制电路的一个具体实现电路图。该恒定控制电路中的斜率补偿电路410包括电容C41、NMOS管NM51、NMOS管NM52、PMOS管PM51、PMOS管PM52、电阻R61;其中,NMOS管NM51、NMOS管NM52构成电流镜,PMOS管PM51、PMOS管PM52构成电流镜。
电容C41一端连接至电阻Rcs与电阻R61之间的连接点,另一端连接至NMOS管NM51漏极,则流经该电容C41的电流IC41为:
由公式(2)得到:
电容C41与NMOS管NM51串联,NMOS管NM51与NMOS管NM52构成电流镜,NMOS管NM52与PMOS管PM51串联,PMOS管PM51与PMOS管PM52构成电流镜,因此,电流IC41与流经PMOS管PM52电流成正比,即:
其中,k2为比例因子,其为常数。
图6中,电阻R61一端连接至PMOS管PM52与比较器U1正向输入端之间的连接点;电阻R61另一端连接至电容C41与电阻Rcs之间的连接点,且该连接点电位即为电阻Rcs两端电压Vcs。因此,输入至比较器U1正向输入端的电压Vcomb1为:
在比较器U1正向输入电压等于负向输入电压时进行翻转,即满足下述公式(12)时比较器U1翻转。
(12)
由上述公式(12)及公式(6)得到:
由公式(13)可知,当k2·C·R61=td时,Vcs_peak=Vref。也就是说,在电压转换电路U5中选取合适的比例因子k2使k2·C·R61=td,则在电阻Rcs两端电压峰值Vcs_peak达到参考电压Vref瞬间,NMOS管M1立即关断,从而消除了延时对恒流控制电路带来的不利影响。
图6中的比较器U1、RS触发器U2、缓冲区U3、功率开关管M1连接方式及工作原理与上述图4相同,在此不再赘述。
图7是图4恒定控制电路的另一个具体实现电路图。图7与图6区别在于,图7仅包含一个电流镜,即PMOS管PM51、PMOS管PM52构成的电流镜。而图6则包含两个电流镜,即除了由PMOS管PM51、PM52构成的电流镜之外,还包含一个由NMOS管NM51、NM52构成的电流镜。
图7中,电容C41一端连接至电阻Rcs,另一端与PMOS管PM51漏极直接相连,则流经电容C41的电流IC41与PMOS管PM52输出电流与图6同样,两者成正比。图7中的其他电路连接方式及工作原理与上述图6相同,在此不再赘述。
图8是本发明另一个实施例的恒流控制电路示意图,该恒流控制电路包括斜率补偿电路810和现有恒流控制电路;其中,该斜率补偿电路810包括斜率采样电路U4、电压叠加模块(图4中未标注);且该电压叠加模块包括电压转换电路U5、减法器U7、参考电压Vref;该现有恒流控制电路包括桥式整流器、电容C1、变压器T1、二极管D1、电容C2、功率开关管M1、缓冲器U3、RS触发器U2、比较器U1、电阻Rcs。
图8中,市电输入电压经桥式整流器、电容C1后输送至变压器T1的主级电感上,主级电感电流为
其中,VIN为桥后母线电压,LP为主级电感值,t为时间。
变压器T1的主级电感与功率开关管M1、电阻Rcs串联,则流经电阻Rcs的电流为主级电感电流
因此,电阻Rcs两端电压Vcs为
电阻Rcs两端电压Vcs的斜率Slope为
斜率采样电路U4用于对电阻Rcs电压Vcs的斜率Slope进行采样,并将得到的采样值发送至电压转换电路U5。
电压转换电路U5用于将来自斜率采样电路U4的采样值转换成电压值Vcomp,且该电压值Vcomp与Vcs的斜率Slope成正比,则电压转换电路U5的输出电压Vcomp为
其中,k1为比例因子,其为常数。
减法器U7的一个输入端连接至电压转换电路U5的输出端(即减法器U6的该输入端输入电压为Vcomp);减法器U7的另一个输入端连接参考电压Vref,即减法器U7的另一输入电压为Vref。
减法器U7用于对参考电压Vref与来自电压转换电路U5的电压值Vcomp做减法运算,则减法器U7的输出电压Vcomb为:
比较器U1负向输入端连接至减法器U7的输出端(即负向输入电压为Vcomb2),比较器U1正向输入端连接至功率开关管M1与电阻Rcs之间的连接点(即正向输入电压为Vcs)。因此,比较器U1在减法器U7输出电压Vcomb2等于电阻两端电压Vcs时翻转,即比较器U1在满足下述公式(15)时翻转。
假设从Vcs=Vcomb2(即从Vcomb2达到Vcs)到功率开关管M1关断的延时为td,则根据图5可知,Vcs的过冲电压ΔVcs为该延时td与Vcs斜率之积,即
Vcs的峰值Vcs_peak为
因此,,当k1=td时,Vcs_peak=Vref。也就是说,在电压转换电路U5中选取合适的比例因子k1使k1=td,则在电阻Rcs两端电压Vcs的峰值Vcs_peak达到参考电压Vref瞬间,NMOS管M1立即关断,从而消除了延时对恒流控制电路带来的不利影响。
下面继续阐述图8中比较器U1、RS触发器U2、缓冲器U3、功率开关管M1连接方式及工作原理。
比较器U1的输出端与RS触发器U2的R端相连,RS触发器U2的S端由芯片中的其他电路提供输入信号。RS触发器U2的输出端与缓冲器U3的输入端相连,缓冲器U3的输出端与功率开关管M1的栅极相连。因此,在比较器U1正向输入电压Vcomb2达到电阻Rcs两端电压Vcs时,其输出高电平,进而触发RS触发器U2,RS触发器U2将关断信号发送至缓冲器U3,由缓冲器U3关断功率开关管M1。在关断功率开关管M1后,电阻Rcs电压降至0伏,主级电感电流转换到次级电感上,次级电感通过二极管D1、电容C2为外部LED灯提供恒定电流。最后所应说明的是,以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制,尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明,本领域的普通技术人员应当理解,可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换,而不脱离本发明技术方案的精神和范围。