CN103036841A - 快衰信道下的宽带无线通信、发射和接收方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种快衰信道下的宽带无线通信、发射和接收方法，该传输方法是一种基于非相干检测的鲁棒传输方案，是一种新的OFDM multitone FSK传输方案，记作OFDM-(n+m)/MFSK（也简记作(n+m)/MFSK，不致混淆），它既克服了相干检测OFDM技术在高速移动环境下性能急剧变差的问题，同时又解决了OFDM-MFSK方案低频谱效率，而传统OFDM multitone FSK（OFDM-N/MFSK）方案低功率效率的问题。

Description

快衰信道下的宽带无线通信、发射和接收方法

技术领域

本发明涉及宽带无线通信领域，具体涉及一种快衰信道下的宽带无线通信、发射和接收方法。

背景技术

我国每年有数十亿旅客在高速列车或地铁上累计度过了数百亿小时，如何为他们提供高速稳定的数据接入不仅是提升旅客服务质量的需要，同时也是一个潜力巨大的市场。为在途旅客提供数据接入需要实现高速移动中的车辆与地面间宽带无线通信，而且无线通信环境复杂恶劣，信道的快速时变、多径传播和频率选择性明显。车地宽带无线通信本质上是要解决“双高”问题，即高移动性和高数据速率，而有效的、有针对性的物理层传输技术则是解决这一问题的关键。

目前，国内外各公司针对车地间宽带无线通信的技术方案主要有：WiMAX、WLAN、LTE、DVB-T及TRainCom等，其中前四个方案物理层都是基于相干检测的OFDM调制，而TrainCom的物理层是基于OFDM-MFSK技术。基于相干检测的OFDM调制，其主要缺陷在于：（1）在高数据速率和对高速移动性的支持间二者不可兼得；（2）对高速移动性的支持仍不够；（3）对信道的快速时变缺乏稳健的对抗策略。这些缺陷的根本原因在于OFDM相干检测需要精准的信道信息，而信道信息的获取一般是通过训练序列进行估计，加入训练序列会使有效数据速率降低。当列车高速移动时，车地无线信道呈快速时变衰落特性，这就需要更加频繁的进行信道估计，而且估计的结果也很不可靠，这将进一步增加数据开销，使得有效数据速率和误码率性能都极大降低。

与相干检测相比，基于非相干检测的宽带无线传输技术无需进行信道估计，接收端结构简单，更加适用于快衰信道下无线通信。OFDM-MFSK技术使用非相干能量检测，无需信道估计，对信道的快速时变鲁棒，并具有较高的功率效率，但其频谱效率较低，最高仅为0.5 bit/subcarrier，无法实现高数据传输。而传统的OFDM multitone FSK方案，记作OFDM-N/MFSK，它使频谱效率得到一定提高，但功率效率有大幅降低，不利于降低能耗。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种快衰信道下的宽带无线通信、发射和接收方法，该传输方法是一种基于非相干检测的鲁棒传输方案，是一种新的OFDM multitone FSK传输方案，记作OFDM-(n+m)/MFSK（也简记作(n+m)/MFSK，不致混淆），它既克服了相干检测OFDM技术在高速移动环境下性能急剧变差的问题，同时又解决了OFDM-MFSK方案低频谱效率，而传统OFDM multitone FSK（OFDM-N/MFSK）方案低功率效率的问题。

为解决上述问题，本发明是通过以下技术方案实现的：

本发明一种快衰信道下的宽带无线通信方法，包括如下步骤：

（1）发射端将用户待传输的数字基带信号，按每M-1bit分为一组，每组数据均是一个M-1位的二进制数据序列，其中第i组数据记为a_i=[a_i,1,a_i,2,…,a_i,M-1]；

（2）按双格雷映射，将每组基带数据映射到频率域，每组频域基带数据是一个M位的二进制数据序列，第i组数据a_i=[a_i,1,a_i,2,…,a_i,M-1]映射为频域数据b_i=[b_i,1,b_i,2,…,b_i,M]；其中b_i,k=1(i=1,2,…,N,k=1,2,…,M]时表示第i组的第k个子载波在传输中被实际使用，该频率对应的幅度为1；b_i,k=0(i=1,2,…,N,k=1,2,…,M]时表示第i组的第k个子载波在传输中未被实际使用，该频率对应的幅度为0；

（3）令OFDM的频域发送符号为s_f=[b₁,b₂,…,b_N]，每个频域发送符号中的子载波个数为N_f=M×N，N是频域分组数，M为每个频域分组中的子载波个数；

（4）将OFDM的频域发送符号s_f经快速傅立叶逆变换转换为时域发送符号s_t；

（5）对时域发送符号s_t插入循环前缀，并经并串转换后，送射频模块发送出去；

（6）接收端将接收到的信号经射频模块转换成数字基带信号；

（7）接收端将数字基带信号进行串并转换并去循环前缀后，经快速傅立叶变换转换到频域，得到频域接收符号s′_f；

（8）接收端对频域接收符号s′_f=[E₁,E₂,…,E_N]中的各分组E_i=[E_i,1,E_i,2,…,E_i,M]进行判决，得到第i组的判决结果

，

是一个M位的二进制数据序列；

（9）接收端分别将各组的判决结果

，按照双格雷映射，逆映射得到用户数据。

上述步骤（2）和（9）中所述双格雷映射是指基带数据分组与频域数据分组按各自准格雷码建立起的一一对应。

上述步骤（8）中所述判决过程具体为：

（8.1）对E_i,k，k=1,2,3,…M，按降序排列，得到

，j=1,2,3,…M，其中E_i,k表示第i分组中第k个子载波的幅度；

（8.2）令

，其中

表示第i分组中第k个子载波的判决结果；

（8.3）若

或者

等于禁用码字，则令 

，其中K是一个小于1的正常数。

本发明一种快衰信道下的宽带无线发射方法包括如下步骤：

（1）发射端将用户待传输的数字基带信号，按每M-1bit分为一组，每组数据均是一个M-1位的二进制数据序列，其中第i组数据记为a_i=[a_i,1,a_i,2,…,a_i,M-1]；

（2）按双格雷映射，将每组基带数据映射到频率域，每组频域基带数据是一个M位的二进制数据序列，其中第i组数据a_i=[a_i,1,a_i,2,…,a_i,M-1]映射为频域分组b_i=[b_i,1,b_i,2,…,b_i,M]；其中b_i,k=1(i=1,2,…,N,k=1,2,…,M)时表示第i组的第k个子载波在传输中被实际使用，该频率对应的幅度为1；b_i,k=0(i=1,2,…,N,k=1,2,…,M)时表示第i组的第k个子载波在传输中未被实际使用，该频率对应的幅度为0；

（3）令OFDM的频域发送符号为s_f=[b₁,b₂,…,b_N]，每个频域发送符号中的子载波个数为N_f=M×N，N是频域分组数，M为每个频域分组中的子载波个数；

（4）将OFDM的频域发送符号s_f经快速傅立叶逆变换转换为时域发送符号s_t；

（5）对时域发送符号s_t插入循环前缀，并经并串转换后，送射频模块发送出去。

上述步骤（2）中所述双格雷映射是指基带数据分组与频域数据分组按各自准格雷码建立起的一一对应。

本发明一种快衰信道下的宽带无线接收方法，包括如下步骤：

（1）接收端将接收到的信号经射频模块转换成数字基带信号；

（2）接收端将数字基带信号进行串并转换并去循环前缀后，经快速傅立叶变换转换到频域，得到频域接收符号s′_f；

（3）接收端对频域接收符号s′_f=[E₁,E₂,…,E_N]中的各分组E_i=[E_i,1,E_i,2,…,E_i,M]进行判决，得到第i组的判决结果

，

是一个M位的二进制数据序列；

（4）接收端分别将各组的判决结果

，按照双格雷映射，逆映射得到用户数据

。

上述步骤（4）中所述双格雷映射是指基带数据分组与频域数据分组按各自准格雷码建立起的一一对应。

上述步骤（3）中所述判决过程具体为：

（3.1）对E_i,k，k=1,2,3,…M，按降序排列，得到

，j=1,2,3,…M，其中E_i,k表示第i分组中第k个子载波的幅度；

（3.2）令

，其中

表示第i分组中第k个子载波的判决结果；

（3.3）若

或者

等于禁用码字，则令 

；其中K是一个小于1的正常数。

本发明提供了一种新的OFDM multitone FSK传输方案，记作OFDM-(n+m)/MFSK，其传输过程是，发射端串行输入的高速基带信号经串并转换，然后按双格雷映射映射到OFDM的子载波，再经逆快速傅立叶变换（IFFT）转换到时间域，插入循环前缀（CP），并串转换后，送射频模块发送出去。接收端则经射频模块转换成数字基带信号，串并转换并去CP后，送FFT模块转换到频域，然后对此频域数据进行判决得到表1右侧的某一行，再经双格雷映射逆映射到左侧，恢复出发送数据。

与现有技术相比，本发明具有如下特点：

（1）采用非相干能量检测，无需信道估计，对信道的快速时变具有鲁棒性，适合在高速移动环境下实现无线通信，克服了相干检测OFDM技术在高速移动环境下性能急剧变差的问题；同时由于无需信道信息及载波相位信息，从而也极大地降低了接收机实现的复杂度。

（2）与以往的OFDM-MFSK方案相比，极大地提高了频谱效率，与传统的OFDM multitone FSK方案相比，其频谱效率、功率效率、误比特率性能都有不同程度的提高，其综合性能好于已有方案。

（3）发明中设计的“双格雷映射”可以提高误比特率性能，并且不以任何其它性能为代价，这一思路还可更广泛的应用于其它调制方案。

附图说明

图1为OFDM-4FSK原理。

图2为杨辉三角。

图3 为OFDM-(2+3)/6FSK原理。

图4 为高斯白噪声信道下的比较。

图5 为不同速度下的误比特率性能。

图6 为FSK部分的误比特率性能。

图7 为混合调制总体的误比特率性能。

图8 为判决准则中不同K的比较。

图9 为双格雷映射与普通映射的比较。

具体实施方式

为便于比较和后续描述，先对OFDM-MFSK和OFDM-N/MFSK传输方案予以介绍。

OFDM-MFSK原理如图1，图中以M=4为例，将OFDM的子载波每4个相邻的子载波分为一组，对其进行4FSK调制，同一时间每组中只有一个子载波被选中（用实线表示），幅度置1，其它子载波置零，这样每组中就有四种选择，可用来表示2bit信息。

另外，OFDM-MFSK只对所选子载波的幅度进行了限制，而所选子载波的相位仍可用于传递信息，为了不影响非相干检测，其相位采用DPSK调制，从而可形成混合调制方案OFDM-MFSK-DPSK。添加相位信息，形成混合调制的方法对OFDM-N/MFSK和本发明所提出的OFDM-(n+m)/MFSK同样适用，后面不再赘述。

OFDM-N/MFSK则是将OFDM的子载波每M个相邻的子载波分为一组，从中选用N个子载波。这样根据组合数，每组所能表达的比特数提高了，同时分组中使用了多个子载波，从而也可以携带更多的相位信息。OFDM-MFSK可以看作是OFDM-N/M FSK的特例，即N=1的情况。

对传输方案的评价，主要考虑频谱效率、功率效率和误比特率性能，其中误比特率性能将在仿真中体现。而频谱效率用平均每子载波可表示的比特数来衡量，记作ηf。

由于分组中选用子载波的幅度始终为1，为便于说明和比较，将传输一比特信息所需要的能量等效地转变为传输一比特信息平均使用的子载波数，并以此作为功率效率的度量，记作ηp，该数越小，表示功率效率越高。

按以上定义，OFDM-N/MFSK-DPSK的频谱效率、功率效率可表示为：

其中k=log2L,L是DPSK的相数。单纯的OFDM-N/MFSK（不含相位信息）对应L=1的情况，OFDM-MFSK则对应N=1。

此外，类似“性价比”的概念，可定义频谱功率效率比η作为同等功耗下频谱效率的度量，有：

$\mathrm{\η}=\frac{\mathrm{\ηf}}{\mathrm{\ηp}}---\left(3\right)$

本发明所提传输方案OFDM-(n+m)/MFSK的基本思想是首先仍将OFDM的子载波按每M个相邻子载波进行分组，那么可将每分组分配给不同用户，以实现OFDMA（正交频分多址：Orthogonal Frequency DivisionMultiple Access），也可将所有分组分配给同一用户，以实现高速数据传输。对分组中的子载波，用“1”表示该子载波在传输中被实际使用（即该子载波幅度为1），用“0”表示该子载波在传输中未被使用（即该子载波幅度为0），那么每组中选用子载波的所有组合共有

种，其中

的情况（即该分组中所有子载波的幅度均为零）表示该分组未被使用，从而它不能用于传递用户数据，所以依靠分组中使用子载波的组合也就只能表示2^M-1种可能，因而最多只能传递M-1bit。

OFDM-(n+m)/MFSK即是要从2^M-1中选取2^M-1种频率组合构成映射表，以实现频谱效率，同时频率组合的选取应考虑接收端解调判决的复杂度，并使功率效率尽可能高，从而有利于降低实现复杂度、降低能耗。

基于这一考虑，参见图2杨辉三角，我们可以用图中框出的部分去表达2^M-1种频率组合（因有

，

，

）。而当M≥8时，已无法用两类去表达2^M-1种频率组合（因有

），若使用三类（

），则接收端解调判决的复杂度变大，需要的判决门限增多，这是不可取的。

为使功率效率最高，则映射应使实际使用的子载波数尽可能少，以M=5为例，应先将

取完，然后再在

中选取6个，构成2⁴种。据此，对M=5,6,7这三种情况进行比较，有

，

，

。可见，M=6的情况功率效率是最高的。

OFDM-(n+m)/MFSK方案即是将OFDM的子载波按每M个相邻的子载波分为一组，从中选用n或m个子载波（其中n=m-1,参见图2杨辉三角）。单从实现复杂度来看，M应小于等于7，再考虑到频谱效率，M应尽可能大，故考虑M=5,6,7的情况，最后考虑到功率效率ηp和频谱功率效率比η，则有M=6最佳，故有本发明的优选实施例OFDM-(2+3)/6FSK.

信号在传输中会经历时变多径衰落，那么接收端经FFT后得到的频域数据就不会像发端映射之初那样0、1分明，此时要将这些数据判决为0、1，最常产生的差错是子载波的分组中幅度第m大的频率“有”被判为“无”或者“无”被判为“有”（以OFDM-(2+3)/6FSK为例，因为在M=6的分组中，既可能使用了2个子载波，也可能使用了3个子载波），故应使这种情况的发生在逆映射时不致引起过多的误比特，对此本发明设计出双格雷映射，从而有效地控制了比特差错，它建立在准格雷码的概念之上，现定义如下：

准格雷码的定义

对于一个给定集合A={a₁,a₂,…,a_|A|}，其元素为相异的非负整数，|A|表示集合A的势，即元素个数，是对A中元素做全排列而得到的任一有序集合。令

，若2^n-1≤a＜2ⁿ，令e=(2^n-1，2^n-2…，2⁰)^T，c_i=(c_i,n-1,c_i,n-2,…,c_i,0)^T，使得

，其中c_i,k只取0或1。

定义

为集合A的准格雷码，其中||c||₁表示向量c的1-范数。

可见，准格雷码是一个有序集合，其元素为相异的非负整数，其顺序保证了相邻元素二进制表示的相异位数的总和最小，格雷码是它的一个特例。

双格雷映射的定义及构造方法

对于两个等势的准格雷码（包括格雷码） $A^{\mathrm{Quasi}-\mathrm{Gray}}=\{a_1^{\mathrm{Quasi}-\mathrm{Gray}},a_2^{\mathrm{Quasi}-\mathrm{Gray}},...,a_p^{\mathrm{Quasi}-\mathrm{Gray}}\}$ 、

$B^{\mathrm{Quasi}-\mathrm{Gray}}=\{b_1^{\mathrm{Quasi}-\mathrm{Gray}},b_2^{\mathrm{Quasi}-\mathrm{Gray}},...,b_p^{\mathrm{Quasi}-\mathrm{Gray}}\}$ ，其中p=|A^Quasi-Gray|=|B^Quasi-Gray|，定义双格雷映射f，使得，i=1,2,…,p

可见，双格雷映射是将两个等势的准格雷码（包括格雷码）按其中元素所处位置一一对应。

对两个等势集合A 、B（其元素为相异的非负整数且个数有限）构造双格雷映射的方法是：

分别求取集合A 、B的准格雷码A^Quasi-Gray、B^Quasi-Gray；

将A^Quasi-Gray、B^Quasi-Gray中相同位置的元素一一对应起来。

第一、准格雷码更具广泛性（格雷码只是它的一个特例），因而它无法像格雷码那样给出确定的编码规则，对它只能采用上述定义；第二、准格雷码和格雷码一样都不具有唯一性；第三、满足上述定义的有序集合和映射就是准格雷码和双格雷映射，而与具体的实现方法无关。

以下对OFDM-(2+3)/6FSK（即M=6，m=3,n=2的情况）给出双格雷映射（如表1），并作进一步说明。表1中第二列为5位二进制格雷码，它的每一行对应一种可能的用户待发送数据，第三列是6位二进制准格雷码，它表示在某一分组中各子载波的使用情况，其中“1”表示该子载波在传输中被实际使用（即该子载波幅度为1），“0”表示该子载波在传输中未被使用（即该子载波幅度为0），两列间按行建立起一一对应。如表所示，左、右两侧相邻的两行都只有一位不同，这样当右边从第一行的100011误判为第二行的000011时，在左边只引起1bit差错，从而有效地控制了比特差错。值得注意的是：

①  15、16这相邻的两行间，右侧有两位不同（即011100和011001），是一个“破坏位”，这是不可避免的，因为要保证相邻两行只有一位不同必须让选两个子载波和选三个子载波的情况交替，而

有15种，从

中取了17种，不可能完成这样的交替，实际上1、32两行也是“破坏位”。

②  100110、110100、111000在表中没有出现，为“禁用码字”，这是因为我们只从

中取了17种，有3种并没有用到。事实上，也可以用它们去构成别的双格雷映射，映射表不同，则禁用码字不同。

③  双格雷映射可以有效的控制比特差错，但误比特扩大现象并未消除，同时也存在着误比特缩小现象。例如，当右侧从100011误判为100001时，左侧则对应的将00000错为11101，右侧的一位差错导致了左侧的4bit差错，称之为“误比特扩大”。反之，当右侧从100011误判为110001时，左侧则对应的将00000错为10000，右侧的两位差错导致了左侧1bit差错，称之为“误比特缩小”。 误比特缩小对传输而言自是有利的，但其发生却是小概率的，在右侧最常发生的无疑还是一位误判，即分组中幅度第m大的频率导致的误判（这从判决准则也可以看出），所以映射设计主要还是考虑抑制误比特扩大。对此问题更广义的看，则相当于求一种A集合元素的最优全排列使其与B这个有序集合的元素一一对应后而使误比特差错最小。这个问题的求解尚没有有效的方法，如果遍历寻优，则计算量极大，无法承受。这里的双格雷映射只是一种有效的近似的解决思路，它保证了两侧相邻结构的这种“契合”，是近似最优的，但是否真的最优，尚无法证明。另外，左侧5位二进制格雷码的排列并不是唯一的，从而可构成其它形式的双格雷映射，在所有的这些双格雷映射中也会有一个最优的，但目前尚无文献给出5位二进制格雷码的所有排列形式，表1是所知的几种双格雷映射中最好的一个。我们将左侧换成自然码，以给出与双格雷映射的比较。对于表1的双格雷映射，当右侧发生一位差错的所有情况被穷举时（共51种），在左侧共引起89bit的差错，这其中有32个是以1bit的形式出现的。而若将左侧换成自然码，同样情况则会引起左侧109bit的错误，其中有17个以1bit的形式出现。至此，可以看出双格雷映射的好处，进一步可由附图9证实其优越性。

表1 双格雷映射

一种快衰信道下的宽带无线通信方法，其特征是包括如下步骤：

（1）发射端将用户待传输的数字基带信号进行串并转换，按每M-1bit分为一组，每组数据均是一个M-1位的二进制数据序列，其中第i组数据记为a_i=[a_i,1,a_i,2,…,a_i,M-1]。

（2）按双格雷映射，将每组基带数据映射到频率域，每组频域基带数据是一个M位的二进制数据序列，其中第i组数据a_i=[a_i,1,a_i,2,…,a_i,M-1]映射为频域分组b_i=[b_i,1,b_i,2,…,b_i,M]；其中b_i,k=1(i=1,2,…,N,k=1,2,…,M)时表示第i组的第k个子载波在传输中被实际使用，该频率对应的幅度为1；b_i,k=0(i=1,2,…,N,k=1,2,…,M)时表示第i组的第k个子载波在传输中未被实际使用，该频率对应的幅度为0；

（3）令OFDM的频域发送符号为s_f=[b₁,b₂,…,b_N]，每个频域发送符号中的子载波个数为N_f=M×N，N是频域分组数，M为每个频域分组中的子载波个数。

（4）将OFDM的频域发送符号s_f经快速傅立叶逆变换转换为时域发送符号s_t。

（5）对时域发送符号s_t插入循环前缀，并经并串转换后，送射频模块发送出去。

（6）接收端将接收到的信号经射频模块转换成数字基带信号。

（7）接收端将数字基带信号进行串并转换并去循环前缀后，经快速傅立叶变换转换到频域，得到频域接收符号s′_f。

（8）接收端对频域接收符号s′_f=[E₁,E₂,…,b_E]中的各分组E_i=[E_i,1,E_i,2,…,E_i,M]进行判决，得到第i组的判决结果

，

是一个M位的二进制数据序列。

对本发明的优选实施例OFDM-(2+3)/6FSK(如图3) ，只需在上述流程中，令M=6，m=3,n=2，双格雷映射取表1即可，对应的判决步骤（8），可详述如下：

（8.1）对E_i,k，k=1,2,3,…6，按降序排列，得到

，j=1,2,3,…6，其中E_i,k表示第i分组中第k个子载波的幅度。

（8.2）令

，其中

表示第i分组中第k个子载波的判决结果。

（8.3）若

或者

等于100110、110100或111000（前已指出它们为禁用码字），则令 。其中K是一个小于1的正常数，其取值对误比特率性能有一定影响，在本发明中，对判决准则中的K通过仿真来寻优，在两径信道下仿真，可以看出K=0.6是一个合适的选择,事实上对于高斯白噪声信道也有相同的结果。

由判决流程可以看出，它采用的是非相干能量检测，无需信道信息，至于对信道快速时变的鲁棒性将在附图中证实。

（9）接收端分别将各组的判决结果

，按照双格雷映射，逆映射到左侧从而得到用户数据。

下面通过具体实例对本发明进行仿真：

选取载波频率f_c=5.8GHz，子载波数N_f=256，有用子载波N_used=162（对于M=4的分组用N_used=160），子载波间隔Δf=312.5kHz，循环前缀T_g=0.8μs，整个OFDM符号周期T_s=4μs。仿真中使用了码率为1/2的卷积码，其生成多项式为[133,171]。

在高斯白噪声信道下，各方案的误比特率曲线示于图4，其中4F、3/4F、(2+3)/6F、2D分别是4FSK、3/4FSK、(2+3)/6FSK、2DPSK的简记，后面沿用这一记法。可以看出，第一，混合调制中整体的误比特率性能低于其基础部分（即FSK部分），原因在于DPSK部分是加载在基础部分之上的，它的正确解调有赖于基础部分的正确解调；第二，在高斯白噪声信道下，(2+3)/6FSK-2DPSK与3/4FSK-2DPSK的误比特率性能相仿，(2+3)/6FSK与3/4FSK的误比特率性能相仿，它们分别低于4FSK-2DPSK和4FSK。而(2+3)/6FSK、(2+3)/6FSK-2DPSK在频谱效率、功率效率上的优势，可见于表2。

表2 各方案频谱效率、功率效率的比较

考虑快衰频选信道，接收机处于高速运动当中，与固定点保持通信。有两条路径到达接收机，一条为直射路径，另一条则是经过了反射，相对延时0.75μs，其入射方向与直射路径相反，从而保证了频率选择性并且多普勒扩展最大。

结果示于图5、6、7，其中V1、V2、V3分别表示0km/h、300km/h、600km/h.由图5可以看出，(2+3)/6FSK、(2+3)/6FSK-2DPSK的误比特率性能对通信端的移动速度不敏感，即对信道的快速时变具有鲁棒性，适合高速移动环境下实现无线通信。由于误比特率性能对通信端的移动速度不敏感，故以下仿真只在600km/h速度下进行。由图6可知，在该信道下，(2+3)/6FSK的误比特率性能优于3/4FSK，而4FSK 优于(2+3)/6FSK，原因在于前者在每分组中有更多的子载波被置零，因而它受衰落的影响较小。由图7可知，(2+3)/6FSK-2DPSK的误比特率性能优于3/4FSK-2DPSK。原因在于，首先混合方案中DPSK部分的误比特率性能低于其基础部分（即FSK部分），而 (2+3)/6FSK的误比特率性能是优于3/4FSK的（参见图5），第二、在3/4FSK-2DPSK中，基础部分仅占总数据量的40%，而在(2+3)/6FSK-2DPSK中基础部分占据66.4% 。另外，当信噪比较高时（大于10dB）, 4FSK-2DPSK的误比特率性能略差于(2+3)/6FSK-2DPSK，这是因为前者使用子载波的平均频率间隔较大，其DPSK部分将严重遭受频率选择性衰落的影响。

图4,5,6,7，结合表2，可以看出(2+3)/6FSK-2DPSK在4FSK-2DPSK、3/4FSK- 2DPSK、(2+3)/6FSK-2DPSK中综合性能最好，(2+3)/6FSK-2DPSK的频谱效率、功率效率、误比特率性能均优于3/4FSK-2DPSK，(2+3)/6FSK-2DPSK虽误比特率性能在低信噪比下差于4FSK-2DPSK，但其频谱效率有了很大提高，而功率效率的牺牲极小。对于其基础部分(2+3)/6FSK、4FSK、3/4FSK，情况类似。

对判决准则中的K通过仿真来寻优，在两径信道下仿真，结果如图8。可以看出K=0.6是一个合适的选择,事实上对于高斯白噪声信道也有相同的结果。

对本发明提出的双格雷映射的优越性进行验证，结果如图9，其中普通映射是指将5位二进制自然码映射于表1的右侧。由图9可以看出，双格雷映射显然是优于普通映射，当信噪比在3db~15db时，双格雷映射的误比特率只有普通映射的32%~76%，而更重要的是，这一提高没有以任何其它性能的降低为代价。另外，双格雷映射的这一思路还可以更广泛的应用于其它调制方案（如3/6FSK调制，其映射表的获取可以通过对表1的简单修改而得到）。

以上分析及仿真结果表明，本发明提出的一种新的OFDM multitoneFSK调制方案（OFDM-(n+m)/MFSK），采用非相干能量检测，无需信道估计，对信道的快速时变具有鲁棒性，可实现高速移动环境下的无线通信。与以往的OFDM-MFSK方案相比，其频谱效率有了较大提高，而功率效率的牺牲极小，与传统的OFDM multitone FSK方案相比，其频谱效率、功率效率、误比特率性能都有不同程度的提高，其综合性能好于已有方案。另外，本发明中提出的双格雷映射确能提高误比特率性能，并且不牺牲任何其它性能，这一思路还可更广泛的应用于其它调制方案。

Claims (8)

1.快衰信道下的宽带无线通信方法，其特征是包括如下步骤：

（1）发射端将用户待传输的数字基带信号，按每M-1bit分为一组，每组数据均是一个M-1位的二进制数据序列，其中第i组数据记为a_i=[a_i,1,a_i,2,…,a_i,M-1]；

（2）按双格雷映射，将每组基带数据映射到频率域，每组频域基带数据是一个M位的二进制数据序列，第i组数据a_i=[a_i,1,a_i,2,…,a_i,M-1]映射为频域数据b_i=[b_i,1,b_i,2,…,b_i,M]；其中b_i,k=1(i=1,2,…,N,k=1,2,…,M)时表示第i组的第k个子载波在传输中被实际使用，该频率对应的幅度为1；b_i,k=0(i=1,2,…,N,k=1,2,…,M)时表示第i组的第k个子载波在传输中未被实际使用，该频率对应的幅度为0；

（3）令OFDM的频域发送符号为s_f=[b₁,b₂,…,b_N]，每个频域发送符号中的子载波个数为N_f=M×N，N是频域分组数，M为每个频域分组中的子载波个数；

（4）将OFDM的频域发送符号s_f经快速傅立叶逆变换转换为时域发送符号s_t；

（5）对时域发送符号s_t插入循环前缀，并经并串转换后，送射频模块发送出去；

（6）接收端将接收到的信号经射频模块转换成数字基带信号；

（7）接收端将数字基带信号进行串并转换并去循环前缀后，经快速傅立叶变换转换到频域，得到频域接收符号s′_f；

（8）接收端对频域接收符号s′_f=[E₁,E₂,…,E_N]中的各分组E_i=[E_i,1,E_i,2,…,E_i,M]进行判决，得到第i组的判决结果

，

是一个M位的二进制数据序列；

（9）接收端分别将各组的判决结果

，按照双格雷映射，逆映射得到用户数据

。

2.根据权利要求1所述快衰信道下的宽带无线通信方法，其特征是：步骤（2）和（9）中所述双格雷映射是指基带数据分组与频域数据分组按各自准格雷码建立起的一一对应。

3.根据权利要求1所述快衰信道下的宽带无线通信方法，其特征是：步骤（8）中所述判决过程具体为：

（8.1）对E_i,k，k=1,2,3,…M，按降序排列，得到

，j=1,2,3,…M，其中E_i,k表示第i分组中第k个子载波的幅度；

（8.2）令

，其中

表示第i分组中第k个子载波的判决结果；

（8.3）若或者

等于禁用码字，则令 ，其中K是一个小于1的正常数。

4.快衰信道下的宽带无线发射方法，其特征是包括如下步骤：

（1）发射端将用户待传输的数字基带信号，按每M-1bit分为一组，每组数据均是一个M-1位的二进制数据序列，其中第i组数据记为a_i=[a_i,1,a_i,2,…,a_i,M-1]；

（2）按双格雷映射，将每组基带数据映射到频率域，每组频域基带数据是一个M位的二进制数据序列，第i组数据a_i=[a_i,1,a_i,2,…,a_i,M-1]映射为频域数据b_i=[b_i,1,b_i,2,…,b_i,M]；其中b_i,k=1(i=1,2,…,N,k=1,2,…,M)时表示第i组的第k个子载波在传输中被实际使用，该频率对应的幅度为1；b_i,k=0(i=1,2,…,N,k=1,2,…,M)时表示第i组的第k个子载波在传输中未被实际使用，该频率对应的幅度为0；

（3）令OFDM的频域发送符号为s_f=[b₁,b₂,…,b_N]，每个频域发送符号中的子载波个数为N_f=M×N，N是频域分组数，M为每个频域分组中的子载波个数；

（4）将OFDM的频域发送符号s_f经快速傅立叶逆变换转换为时域发送符号s_t；

（5）对时域发送符号s_t插入循环前缀，并经并串转换后，送射频模块发送出去。

5.根据权利要求4所述快衰信道下的宽带无线发射方法，其特征是：步骤（2）中所述双格雷映射是指基带数据分组与频域数据分组按各自准格雷码建立起的一一对应。

6.快衰信道下的宽带无线接收方法，其特征是包括如下步骤：

（1）接收端将接收到的信号经射频模块转换成数字基带信号；

（2）接收端将数字基带信号进行串并转换并去循环前缀后，经快速傅立叶变换转换到频域，得到频域接收符号s′_f；

（3）接收端对频域接收符号s′_f=[E₁,E₂,…,E_N]中的各分组E_i=[E_i,1,E_i,2,…,E_i,M]进行判决，得到第i组的判决结果

，

是一个M位的二进制数据序列；

（4）接收端分别将各组的判决结果

，按照双格雷映射，逆映射得到用户数据

。

7.根据权利要求6所述快衰信道下的宽带无线接收方法，其特征是：步骤（4）中所述双格雷映射是指基带数据分组与频域数据分组按各自准格雷码建立起的一一对应。

8.根据权利要求6或7所述快衰信道下的宽带无线接收方法，其特征是：步骤（3）中所述判决过程具体为：

（3.1）对E_i,k，k=1,2,3,…M，按降序排列，得到，j=1,2,3,…M，其中E_i,k表示第i分组中第k个子载波的能量；

（3.2）令，其中

表示第i分组中第k个子载波的判决结果；

（3.3）若

或者等于禁用码字，则令 

；其中K是一个小于1的正常数。

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