CN103001203A

CN103001203A - 一种限流电路

Info

Publication number: CN103001203A
Application number: CN2012104085141A
Authority: CN
Inventors: 王保均
Original assignee: Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Current assignee: Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Priority date: 2012-10-23
Filing date: 2012-10-23
Publication date: 2013-03-27
Anticipated expiration: 2032-10-23
Also published as: CN103001203B

Abstract

本发明公开了一种限流电路，包括第一电阻(R1)、第二电阻(R2)、第三电阻(R3)、第四电阻(R4)、第五电阻(R5)，第六电阻(R6)、第七电阻(R7)、第八电阻(R8)，第一电容(C1)，第一三极管(T1)、第二三极管(T2)、第三三极管(T3)、第四三极管(T4)，一稳压电路(100)，稳压电路通过第八电阻对第四三极管的基极提供预偏置，使得第五电阻在正常工作时压降很小，当输出端出现过流时，第五电阻上较小的电压升高就可以触发第四三极管导通，通过第三三极管饱和导通，引发第二、第一三极管截止而实现限流保护，电路保护后，第七电阻维持了电路的保护状态，本发明的反应时间快；可自行恢复，体积小、压降小；起保护后，维持电流很小，发热量很低。

Description

一种限流电路

技术领域

本发明涉及限流电路，特别涉及直流电路中可恢复的限流电路。

背景技术

限流电路或器件有很多种，美国发明家爱迪生(Thomas Alva Edison，1847年－1931年)在一百多年前发明的保险丝就是限流器件，保险丝(fuse)也被称为电流保险丝，IEC127标准将它定义为"熔断体(fuse-link)"。

表一给出了现有技术中特快断保险丝的电气特性，该特性满足中国的CCC、美国UL认证标准。

Figure 2012104085141100002DEST_PATH_IMAGE001

从表一可以看到现有技术保险丝的特性，在电流为额定电流200%时，熔断时间允许长达1秒，实测都在300mS以上，即0.3秒以上，且一旦熔断，即使后续的短路已排除，电路重新上电，也要更换保险丝才能正常工作。

现有技术保险丝存在熔断时间长，熔断后不可自行恢复的缺点。

后来出现的自恢复保险丝，是一种过流电子保护元器件，采用高分子有机聚合物在高压、高温，硫化反应的条件下，搀入导电粒子材料后，经过特殊的工艺加工而成。习惯上把 PPTC(Polyer Positive Temperature Coefficent)也叫自恢复保险丝。严格意义讲：PPTC不是自恢复保险丝，Resettable Fuse才是自恢复保险丝。

自恢复保险丝是由经过特殊处理的聚合树脂(Polymer)及分布在里面的导电粒子(Carbon Black)组成。在正常操作下聚合树脂紧密地将导电粒子束缚在结晶状的结构外，构成链状导电通路，此时的自恢复保险丝为低阻状态，线路上流经自恢复保险丝的电流所产生的热能小，不会改变晶体结构。当线路发生短路或过载时，流经自恢复保险丝的大电流产生的热量使聚合树脂融化，体积迅速增长，形成高阻状态，工作电流迅速减小，从而对电路进行限制和保护。当故障排除后，自恢复保险丝重新冷却结晶，体积收缩，导电粒子重新形成导电通路，自恢复保险丝恢复为低阻状态，从而完成对电路的保护，无须人工更换。

PPTC为高分子聚合物正系数温度元件，俗称正温度系数热敏电阻，防护效果较差。当线路发生短路或过载时，流经自恢复保险丝的大电流产生的热量使电阻值升高，从而使PPTC器件承担的电压也升高，器件会自动寻找到一个限流点，确保其发热维持其高阻状态。

正因为如此，自恢复保险丝都是利用温度升高来工作的，温度的升高需要时间，这也决定了自恢复保险丝在过流时反应慢，起保护后，仍存在较大的维持电流，其所起的作用是确保不引起火灾而已。

特别是用于低压(小于60V)直流电路中，很多供电端不可避免地存在大容量的滤波电容，自恢复保险丝很难取得较好的保护作用，自恢复保险丝经常被电子工程师误用而烧毁后续电路，电压适应性差，对于不同的工作电压，经常要重新计算发热量，可以忍受的最小保护电流，来重新选择自恢复保险丝，在使用中很不方便。

中国公开号为CN1110836A的专利《一种电子熔断器》解决了这一问题，原文的摘要：“提出一种利用晶体管和继电器工作原理构成的电子熔断器，由取样线圈、晶体管开关、继电器、执行开关和整流电桥构成。保留整流电桥为交流电子熔断器，取消整流电桥为直流电子熔断器。本电子熔断器自身不耗电，带负载使用时开关压降极小，负载短路或过载时能快速切断电源，负载开路时能自动恢复供电，可无数次重复使用，免却通常更换熔断器之累。本发明适用于保护各种直流电源，取代热熔式金属丝或片状熔断器的使用，尤其适合断电要求高或更换熔断器困难的场所。”

上述专利的技术方案由于存在取样线圈，体积大，且无法对直流电路进行限流保护。

应用于直流电路的限流电路，很多公司都进行了研究，中国公开号为CN1149936A的专利《限流电路》示出了西门子公司在1994年6月1日公开的解决方案，这里直接引用原文：限流电路，包括场效应晶体管(12)的源-漏极通道，和与之串连的一个电流传感器(8)，共同配置在电路的纵向分支上。通过在电流传感器(8)内的一个扼流圈(9)限制电流的上升速度，从而有效地保护了短暂的过流现象。作为续流二极管的二极管(11)与电流传感器(8)并联连接，本电路尤其适于用作通信设备的电源。

上述专利的技术方案由于电流传感器8内有一个扼流圈，存在体积大，而且电路的压降要在大于晶体管5的基极至发射极压降，电路才能限流，即电路处于限流时，这个电流要维持电阻10上的电压达到0.7V左右，即被限流的电流大于工作电流，且处于大电流稳态。如某直流电源12V，正常工作电流为1A，要求限流电流为1.4A，那么电阻10的阻值应为0.7V/1.4A=0.5Ω，那么在正常工作时，该电阻产生的压降为0.5Ω×1A=0.5V，对于12V的直流电源，0.5V引起的效率损失为0.5V/12V=4.2%，对于日益追求高效率、低能耗的今天，这是不可忽视的损失。

更早一些的专利文献：日本公开号JP昭53-9936的《內燃機開點火裝置の電流制限回路》中，采用恒流源电路(该公开文件中图1对应的晶体管1、1a、至二极管7，共8个元件)直接串连在电路的回路中，来限制电路的最大工作电路，该恒流源电路存在的问题为：压降大，必须大于1.4V以上，产生较大的损耗，同样被限流的电流大于工作电流，且处于大电流稳态。

中国公开号为CN 201191757Y的实用新型专利《一种电子熔断器》，克服了限流电路正常工作时压降大的缺点，图1示出的电路就是该实用新型专利中唯一附图的电路图，二极管D1通过电阻R2获得偏置电压，当流过电阻R1的电流超过预设值时，电阻R1上的电压和二极管D1上的偏置电压之和大于三极管G2的发射极至基极压降时，三极管G2导通，使得MOS管G1的源极S至栅极电压下降，最终MOS管G1的源极S至漏极D的电流稳定在某个数值。

所以，该实用新型专利本质上是一个低压差的限流电路，同样存在的问题为：被限流的电流大于正常工作电流，且处于大电流稳态。即后续电路出现问题时，限流电路仍提供电流，而且这个电流较正常工作电流大，无法为后续电路提供有效的保护。图2示出了这类电路的限流特性，横轴为输出电流I_O，纵轴为输出电压U_O，当输出电流超过一定值时，图2中的11特性曲线示出的输出电流不再上升，这是一种理想情况，图2中的10特性曲线示出的是实际情况。即使输出完全短路，即输出电压U_O为0V，限流电路仍输出较大电流，这时发热量很大，如前文所述的如某直流电源12V，正常工作电流为1A，要求限流电流为1.4A，在限流时，该限流电路发热量为12V×1.4A=16.8W，需要在限流器件上加上很大的散热器才能正常工作。

该实用新型专利中，由于二极管D1上的压降随输入电压的波动，流过电阻R2的电流会变化，即流过二极管D1的电流也同样变化，根据公知的PN结方程，二极管D1的压降也会变化，那么图1电路的限流点也会变化，即图1电路的电压适应性差，当工作电压上升后，图1电路的限流点会下降，导致电压适应性差。

克服上述由于工作电压变动产生的限流点变化的电路也有，就是用输入电压接近电源电压的运算放大器代替图1中的三极管G1、二极管D1，可以获得较好的性能，但是仍为“恒流式”限流方式，需要在限流器件上加上很大的散热器才能正常工作。

图3示出了限流特性较好的电路特性曲线，这在高等教育出版社出版的，童诗白主编的《模拟电子技术基础》第二版中有详细的分析，该书的ISBN号为7-04-000868-8/TN·53，在《模拟电子技术基础》中665页第二段至667页第五行有详细的教材。图3和该书的666页图11-20(C)是一致的，都是截流型保护电路的外特性曲线。为了方便说明，图4-1、图4-2、图4-3示出了该书的666页图11-20截流型保护电路的图(a)、(b)、(c)。

参见图4，上述《模拟电子技术基础》第666页的图11-20(a)和(b)的电路，是稳压电源电路，在很多稳压IC内部，都已集成进去，若直接用于替代保险丝，其工作时的直流压降引起的损耗很大，如常见的稳压IC，其压降都在2V左右，对于输出低压大电流的直流电压，如5V/3A，实用性很差。

综上所述，现有的限流电路有如下不足：

1、现有技术保险丝存在熔断时间长，熔断后不可自行恢复的缺点；

2、自恢复保险丝在过流时反应慢，起保护后，仍存在较大的维持电流；工作电压变化后，需重新选型号，使用不方便；

3、采用取样线圈的电子熔断器，存在体积大，且无法对直流电路进行限流保护；

4、其它用于直流电路的限流电路，存在压降大，带入较大的损耗，被限流的电流大于工作电流，且处于大电流稳态，产生较大的损耗；需要在限流器件上加上很大的散热器才能正常工作，成本较高。

到目前为止，还没有出现低成本的低压差的截流型保护电路。

发明内容

有鉴于此，本发明克服上述不足，提供一种限流电路：反应时间很快；可以自行恢复，体积小；压降小；工作特性为截流型保护；起保护后，维持电流很小，发热量很低。

本发明的目的是通过以下技术方案实现的：一种限流电路，包括第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻，第六电阻、第七电阻、第八电阻，第一电容，第一三极管、第二三极管、第三三极管、第四三极管，其中，第一三极管、第四三极管为NPN型三极管，第二三极管、第三三极管为PNP型三极管，同时包括一稳压电路，稳压电路至少包括稳压输入端、稳压接地端、稳压输出端；还包括4个端子，电源输入正，电源输入地，限流输出正端，限流输出负端；其连接关系为：第一三极管的集电极连接限流输出负端，第一三极管的发射极通过第五电阻连接电源输入地，第一三极管的基极通过第一电阻连接第二三极管的集电极，第二三极管的发射极连接电源输入正，同时也是限流输出正端，第二三极管的基极连接第三三极管的集电极，同时连接第二电阻的一端，第二电阻的另一端连接电源输入地，第三三极管的发射极连接电源输入正，第三三极管的基极连接第三电阻、第四电阻的一端，第四电阻的另一端连接电源输入正，第三电阻的另一端连接第四三极管的集电极，第四三极管的发射极连接电源输入地，第四三极管的基极与第六电阻、第七电阻、第八电阻、第一电容的一端相连，第一电容的另一端连接第四三极管的发射极，第六电阻的另一端连接至第一三极管的发射极上，第七电阻的另一端连接至第一三极管的集电极上，第八电阻的另一端连接至稳压电路的稳压输出端，稳压电路的稳压输入端连接电源输入正，稳压电路的稳压接地端连接电源输入地。

本发明也提供一种等同上述技术方案的一种限流电路，包括第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻，第六电阻、第七电阻，第一电容，第一三极管、第二三极管、第三三极管、第四三极管，其中，所述的第一三极管、所述的第四三极管为NPN型三极管，所述的第二三极管、所述的第三三极管为PNP型三极管；还包括一恒流器件，所述的恒流器件包括电流流入端、电流流出端；还包括4个端子，电源输入正，电源输入地，限流输出正端，限流输出负端；其连接关系为：所述的第一三极管的集电极连接所述的限流输出负端，所述的第一三极管的发射极通过所述的第五电阻连接电源输入地，所述的第一三极管的基极通过所述的第一电阻连接所述的第二三极管的集电极，所述的第二三极管的发射极连接所述的电源输入正，同时也是所述的限流输出正端，所述的第二三极管的基极连接所述的第三三极管的集电极，同时连接所述的第二电阻的一端，所述的第二电阻的另一端连接所述的电源输入地，所述的第三三极管的发射极连接所述的电源输入正，所述的第三三极管的基极连接所述的第三电阻、所述的第四电阻的一端，所述的第四电阻的另一端连接所述的电源输入正，所述的第三电阻的另一端连接所述的第四三极管的集电极，所述的第四三极管的发射极连接所述的电源输入地，所述的第四三极管的基极与所述的第六电阻、所述的第七电阻、所述的恒流器件的电流流出端、所述的第一电容的一端相连，所述的第一电容的另一端连接所述的第四三极管的发射极，所述的第六电阻的另一端连接至所述的第一三极管的发射极上，所述的第七电阻的另一端连接至所述的第一三极管的集电极上，所述的恒流器件的电流流入端连接所述的电源输入正。

上述两种技术方案属于一个总的发明构思，区别之处在于第四三极管的基极供电方式不同，前者为稳压电路通过电阻提供偏置电流，其偏置电流等效为一个恒流电流，因此后者实质上为前者的等同技术方案。

下面简称以上两种方案为本发明的原始技术方案。

作为上述原始技术方案的等同变换的技术方案：可以将第一电容并联在第六电阻R6两端；或将者并联在第四电阻R4两端，即并联在第三三极管的基极、发射极之间；或者同时在第三三极管、第四三极管的基极、发射极之间各并联1电容，效果都是相同的。

优选地，上述技术方案中的第一三极管替换为MOS管；更优地，增加一只稳压二极管来保护该MOS管，所述的稳压二极管的阳极连接MOS管的栅极，所述的稳压二极管的阴极连接MOS管的源极。

优选地，上述的技术方案中稳压电路为一只三端稳压集成电路。

优选地，上述的技术方案中稳压电路为第九电阻和第一稳压二极管组成，其连接关系为：第九电阻一端为稳压电路的稳压输入端，连接电源输入正；第九电阻的另一端连接第一稳压二极管的阴极，连接点形成稳压电路的稳压输出端，连接第八电阻的另一端；第一稳压二极管的阳极为稳压电路的稳压接地端，连接电源输入地。更优地，所述的第一稳压二极管为负温度系数的稳压二极管；更优地，可以用恒流源替代所述的第九电阻。

本发明的工作原理说明：

以上述原始技术方案的连接关系来阐述工作原理：

1、本发明电路在上电时，由于第一电容的存在，根据连接关系，第一电容是并联在第四三极管的发射极、基极上的，电路在上电时，由于电容两端电压不能突变，第四三极管处于截止状态，那么，PNP型的第三三极管也处于截止状态，这时，PNP型的第二三极管的基极通过第二电阻接地，而第二三极管的发射极连接电源输入正，第二三极管处于放大或饱和工作状态，其集电极通过第一电阻把电流加到NPN型的第一三极管的基极，由于第一三极管的发射极是通过第五电阻接电源输入地，故第一三极管处于导通状态，电路在设计时已确保流过第一电阻的电流足以让第一三极管饱和导通，以确保输入电压以很小压降的损失加到负载上，负载连接于电源输入正和第一三极管的集电极(限流输出负端)之间。

2、本发明电路在正常工作时，由于第一三极管饱和导通，第七电阻的另一端连接至第一三极管的集电极上，这时其集电极和发射极电位几乎相同，第七电阻等效和第六电阻并联，这个并联电阻两端的压降，来源于第八电阻从所述的稳压电路上分压获得。这个并联电阻两端的压降加上负载电流在第五电阻上的压降，不足以引起第四三极管的导通，这也是设计时确保的。这时，第四三极管仍截止，那么，第三三极管也截止，第二三极管处于放大或饱和工作状态，使得第一三极管饱和导通，确保输入电压以很小压降的损失加到负载上。

这个并联电阻两端的压降，在设计上，略小于第四三极管的发射极、基极导通压降，这样，串联在负载回路中的第五电阻两端的压降就可以做到很小。第五电阻结合第三电阻、第四电阻以及PN结方程，第四三极管的发射极、基极导通压降可以被精确计算出来。

3、当出现过流时，第五电阻上的压降增大，所述的并联电阻两端的压降加上第五电阻上的压降足以让第四三极管的导通，这时通过第三电阻、第四电阻的分压，第三三极管也饱和导通，从接地端通过第二电阻加到第二三极管基极的电流全部被第三三极管吸收，使得第二三极管处于截止状态或集电极电流减小，这时通过第一电阻加到第一三极管基极的电流为零或减小，若为零电流，那么第一三极管截止，第一三极管集电极电压上升到电源电压，连接于其集电极的第七电阻的另一端电压同样上升，加大了第六电阻上压降，维持了第四三极管的导通。从而实现了，一旦过流，电路提供极快速的截流型保护，保护后，电路中的电流很小，仅为第一三极管的漏电流I_CEO1和流过第七电阻的电流之和，或第二三极管的漏电流I_CEO2，经第一三极管放大后的电流和流过第七电阻的电流之和。若为第一三极管基极的电流减小，那么第一三极管集电极电流同样减小，第一三极管会退出饱和导通状态，集电极至发射极压降上升，即集电极上升，这时，连接于其集电极的第七电阻的另一端电压同样上升，加大了第六电阻上压降，维持了第四三极管的导通，从而最终使得第一三极管截止。

与现有技术相比，由于本电路使用了双极性三极管，第一三极管若换为MOS管，可实现更低压降的截流型限流电流，即本发明具有以下有益效果：

1、反应时间迅速，能为直流电路提供及时的过流保护，当重使用上电后，本发明电路能自行恢复正常；

2、由于使用了稳压电路的第八电阻提供稳定的偏置，本发明电路在很大的直流电压范围内，性能稳定，即，改变工作电压而不用重新选型；

3、只使用了一只电容，容易集成化，或贴片化，体积小，安装容易；

4、压降小，损耗低，限流后的电流很小，无需使用散热器，成本低。

附图说明

图1 为中国公开号为CN 201191757Y的实用新型专利的唯一电路图；

图2 为现有技术中低压差限流电路的特性曲线图；

图3 为限流特性较好的电路特性曲线图；

图4-1 为《模拟电子技术基础》第二版第666页图11-20的图（a）；

图4-2 为《模拟电子技术基础》第二版第666页图11-20的图（b）；

图4-3 为《模拟电子技术基础》第二版第666页图11-20的图（c）；

图5 为本发明原始技术方案原理图，也是第一实施例的电路原理图；

图6 为第二实施例的电路原理图；

图7 为第三实施例的电路原理图；

图8 为第三实施例中电阻R9换为恒流源I1的电路原理图；

图9 为第三实施例改进后的原理图；

图10 为一种恒流源原理图。

具体实施方式

第一实施例

图5示出了本发明原始技术方案原理图，也是第一实施例的电路原理图；该电路的连接关系已在发明内容中详细描述过，工作原理也描述过。如图5所示，负载连接在输出端的+和－上，+表示限流输出正端+，－表示限流输出负端－，为了方便对电路连接关系的理解，这里再次描述连接关系，一种限流电路如图5所示，包括第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5，第六电阻R6、第七电阻R7、第八电阻R8，第一电容C1，第一三极管T1、第二三极管T2、第三三极管T3、第四三极管T4，其中，第一三极管T1、第四三极管T4为NPN型三极管，第二三极管T2、第三三极管T3为PNP型三极管，同时包括一稳压电路100，稳压电路100至少包括稳压输入端1、稳压接地端2、稳压输出端3；还包括4个端子，电源输入正V+，电源输入地GND，限流输出正端－，限流输出负端－；其连接关系为：第一三极管T1的集电极连接限流输出负端－，第一三极管T1的发射极通过第五电阻R5连接电源输入地GND，第一三极管T1的基极通过第一电阻R1连接第二三极管T2的集电极，第二三极管T2的发射极连接电源输入正V+，同时也是限流输出正端+，第二三极管T2的基极连接第三三极管T3的集电极，同时连接第二电阻R2的一端，第二电阻R2的另一端连接电源输入地GND，第三三极管T3的发射极连接电源输入正V+，第三三极管T3的基极连接第三电阻R3、第四电阻R4的一端，第四电阻R4的另一端连接电源输入正V+，第三电阻R3的另一端连接第四三极管T4的集电极，第四三极管T4的发射极连接电源输入地GND，第四三极管T4的基极与第六电阻R6、第七电阻R7、第八电阻R8、第一电容C1的一端相连，第一电容C1的另一端连接第四三极管T4的发射极，第六电阻R6的另一端连接至第一三极管T1的发射极上，第七电阻R7的另一端连接至第一三极管T1的集电极上，第八电阻R8的另一端连接至稳压电路100的稳压输出端3，稳压电路的稳压输入端1连接电源输入正V+，稳压电路的稳压接地端2连接电源输入地GND。

这里给出一组真实的测试数据说明本发明的有益效果，图5电路被设计成工作电压在5V至18V，正常工作电流为200mA，限流电流为300mA的“电子保险丝”，电路的参数为：第一电阻R1为680Ω，第二电阻R2、第三电阻R3为33KΩ，第四电阻R4为10KΩ，第五电阻R5为0.33Ω，第六电阻R6、第七电阻R7、第八电阻R8为2.2KΩ，第一三极管T1为SS8050的贴片三极管，β在160至300之间，第四三极管为NPN型S9014贴片三极管，β在160至300之间，第二三极管、第三三极管为PNP型S9015贴片三极管，β在160至300之间，稳压电路100为一只LM317的三端稳压集成电路，封装为TO-92，LM317的输入脚对应图5中的1，LM317的输出脚对应图5中的3，LM317的ADJ脚对应图5中的2，LM317实际接入电路后，LM317的输出脚输出1.25V的直流电压供第八电阻R8向R6分压，第一电容为683的贴片电容。

电路在5V下实测性能如下：

正常工作时，即负载电流在200mA，本发明第一实施的总压降为146mV，即0.146V，当该电流跳至300mA时，电路仅用不足2mS就完成了保护，且在保护后，流过负载的电流实测为1.96mA，为工作电流的百分之一以下。

在常温下，实测过流保护点为284mA。

而把工作电压升到12V时，实测性能如下：

正常工作时，即负载电流在200mA，本发明第一实施的总压降为143mV，即0.143V，当该电流跳至300mA时，电路仅用不足2mS就完成了保护，且在保护后，流过负载的电流实测为5.14mA，为工作电流的百分之三以下。

在常温下，实测过流保护点为286mA。

当然，改变第七电阻R7可以改变电路在保护后的维持电流大小。

第一电容C1不仅可以并联在第四三极管的基极、发射极之间，并联在第六电阻R6两端效果也是相同的；或者并联在第四电阻R4两端，即并联在第三三极管的基极、发射极之间效果也是相同的；或者同时第三三极管、第四三极管的基极、发射极之间并联，都没有改变工作原理，在这里不再一一举例说明了。

在本例中，稳压电路100为一只LM317的三端稳压集成电路，完全可以用其它的三端稳压集成电路替代，如国产的ME6203系列，选择输出电压为3.3V的品种，其最大输入电压为40V，一样可以实现本发明的目的。当然，使用三端稳压集成电路成本相对较高，如TO-92封装的LM317，国产的要0.30元至0.40元左右，而ME6203系列，也差不多，完全可以用电阻和一只稳压二极管代替，这就是第二实施例示出的电路。

第二实施例

图6示出了本发明第二实施例的电路原理图；和第一实施例相比，除了用第九电阻R9和第一稳压二极管D1，替代图5中的稳压电路100外，其连接关系完全相同，图6中稳压电路为：第九电阻R9和第一稳压二极管D1组成的电路，第九电阻R9一端为稳压电路的稳压输入端1，连接电源输入正V+；第九电阻R9的另一端连接第一稳压二极管D1的阴极，连接点形成稳压电路100的稳压输出端3，连接第八电阻R8的另一端；第一稳压二极管D1的阳极为稳压电路100的稳压接地端2，连接电源输入地GND。

显而易见，只要保证在最低工作电压下，第一稳压二极管D1仍处于稳压状态，电路即可正常工作，一样实现本发明的有益效果。

这里也给出一组真实的测试数据说明本发明的有益效果，图6电路被设计成工作电压在5V至24V，正常工作电流为400mA，限流电流为800mA的“电子保险丝”，电路的参数为：第一电阻R1为680Ω，第二电阻R2、第三电阻R3为33KΩ，第四电阻R4为10KΩ，第五电阻R5为0.22Ω，第六电阻R6为2.2KΩ，第七电阻R7为10KΩ，第八电阻R8为12KΩ，第九电阻R9为1.8KΩ，第一三极管T1为FMMT619的贴片三极管，β在160至300之间，第四三极管为NPN型S9014贴片三极管，β在160至300之间，第二三极管、第三三极管为PNP型S9015贴片三极管，β在160至300之间，第一稳压二极管D1为3.3V 的250mW的稳压管，第一电容为104的贴片电容。

电路在5V下实测性能如下：

正常工作时，即负载电流在400mA，本发明第二实施的总压降为148mV，即0.148V，当该电流跳至800mA时，电路仅用不足2mS就完成了保护，且在保护后，流过负载的电流实测为0.434mA，为工作电流的百分之一以下。

在常温下，实测过流保护点为774mA左右。

而把工作电压升到24V时，实测性能如下：

正常工作时，即负载电流在400mA，本发明第二实施的总压降为120mV，即0.12V，当该电流跳至800mA时，电路仅用不足2mS就完成了保护，且在保护后，流过负载的电流实测为2.38mA，为工作电流的百分之一以下。

在常温下，实测过流保护点为690mA左右。这是由于在24V下，第九电阻R9流过第一稳压二极管D1的电流由在5V下的0.70mA上升至11.3mA，第一稳压二极管D1的稳压值也从3.2V上升至3.3V引起的，所以，把第九电阻R9更换为一个如1mA至3mA的恒流源，可以进一步改进本发明的性能。

由于第四三极管基极至发射极压降，记为Ube，在导通时不仅随基极电流变化而变化，也受温度的影响，在基极电流不变的前提下，Ube压降在室温下有负温度系数，温度系数C=－1.9至－2.5mV/K，通常取－2mV/K，即温度上升，那么保护电流点(过流保护点)下降，当温度下降时，保护电流点上升，若想得到较为稳定的保护电流点，那么，第一稳压二极管D1选用稳压值低于5V至6V的稳压管，这类稳压管以齐纳击穿为主，稳压值的温度系数为负，可以较好地补偿第四三极管的Ube的温度特性。或者干脆用多只诸如1N4148这样的二极管，二只至五只串联联成“稳压管”，可以获得很好的补偿效果。

若想进一步降低第一实施例、第二实施例带来的压降，完全可以用MOS管替代第一三极管T1，以获得更低的压降，进一步降低了本发明的损耗，第三实施例示出的就是这样的电路。

第三实施例

图7示出了本发明第三实施例的电路原理图；和第二实施例相比，第一三极管T1由NPN型的双极性晶体管更换为MOS管，为了保护该MOS管不在过大的V_GS电压下损坏，增加了第二稳压二极管D2来保护第一三极管T1。事实上，有的MOS生产厂家已经把图7中的第二稳压二极管D2集成在MOS管内部。

用MOS管替代双极性晶体管是公知技术，故第三实施例的工作原理仍同发明内容中原理描述，这里不再赘述。

这里也给出一组真实的测试数据说明本发明的有益效果，图7电路被设计成工作电压在5V至36V之间，正常工作电流为4A，限流电流为8A的“电子保险丝”，电路的参数为：第一电阻R1为10KΩ，第二电阻R2、第三电阻R3为47KΩ，第四电阻R4为22KΩ，第五电阻R5为25mΩ的低阻值电阻，为4只0.1Ω电阻并联获得，第六电阻R6为3.3KΩ，第七电阻R7为18KΩ，第八电阻R8为24KΩ，第九电阻R9为2.4KΩ；第一三极管T1为SO-8封装的贴片MOS管，型号为Si4840BDY，为N沟道管；第四三极管为NPN型S5551贴片三极管，β在100至200之间，第二三极管、第三三极管为PNP型S5551贴片三极管，β在120至240之间，第一稳压二极管D1为3.3V 的250mW的稳压管，第二稳压二极管D2为10V 的1N4740的稳压管，第一电容为224的贴片电容。

电路在5V下实测性能如下：

正常工作时，即负载电流在4A，本发明第二实施的总压降为176mV，即0.176V，当该电流跳至8A时，电路仅用不足4mS就完成了保护，且在保护后，流过负载的电流实测为0.44mA，为工作电流的千分之一以下。

在常温下，实测过流保护点为7.7A左右。

而把工作电压升到36V时，实测性能如下：

正常工作时，即负载电流在4A，本发明第二实施的总压降为164mV，即0.164V，当该电流跳至8A时，电路仅用不足4mS就完成了保护，且在保护后，流过负载的电流实测为3.54mA，为工作电流的千分之一以下。

同样实现了本发明的目的。

事实上，当用恒流源取代第九电阻R9时，可以进一步改进本发明的性能。图8给出了第三实施例的电路图，在图7中，用恒流源I1取代原电阻R9，注意维持电流方向不变，即可得到图8的电路。

由于稳压电路100通过电阻提供偏置，其偏置电流等效为一个恒流电流，即对于图7、图8电路，流过第八电阻R8的电流为(3.2V-0.5V)/24K=0.113mA左右，即完全可以省去稳压电路100和第八电阻R8，而直接用一个恒流器件从电源输入正V+向第四三极管的基极供电，图9示出了这种电路的电路图，恒流器件为图中的I2。选用恒流二极管作为恒流器件I2，适应调整第六电阻R6的阻值，电路一样可以工作。

图10示出了不采用恒流二极管，用电路实现这种恒流源的公知原理图，图10为一种低成本的恒流源方案，其中三极管T21为恒流输出管，电阻R22为偏置电阻，调节电阻R21就可以改变恒流电流的大小，在图10中，是用三极管T22的放大作用实现恒流的，某种原因使得输出电流变大时，那么电阻R21的端压降会变大，这时三极管T22的基极电流变大，其集电极电流增大，造成在电阻R22上压降大，等于三极管T21的基极电压升高，从而造成三极管T201的集电极电流下降，实现从端口21至端口22的恒流输出。同样，图10电路在低温时，由于三极管T22的基极至发射极压降也会变大，恒流源输出较大电源，对图9电路中的第四三极管T4在低温下的基极至发射极压降起良好补偿作用，使得图9电路中保护电流点变化很小，或完美补偿至几乎不变化。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，如把电源极性反过来，把N型三极管换成P型三极管，把P型三极管换成N型三极管，实现共地的限流电路，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims

1.一种限流电路，包括第一电阻(R1)、第二电阻(R2)、第三电阻(R3)、第四电阻(R4)、第五电阻(R5)，第六电阻(R6)、第七电阻(R7)、第八电阻(R8)，第一电容(C1)，第一三极管(T1)、第二三极管(T2)、第三三极管(T3)、第四三极管(T4)，其中，所述的第一三极管(T1)、所述的第四三极管(T4)为NPN型三极管，所述的第二三极管(T2)、所述的第三三极管(T3)为PNP型三极管；还包括一稳压电路(100)，所述的稳压电路(100)至少包括稳压输入端(1)、稳压接地端(2)、稳压输出端(3)；还包括4个端子，电源输入正(V+)，电源输入地(GND)，限流输出正端(+)，限流输出负端(－)；其连接关系为：所述的第一三极管(T1)的集电极连接所述的限流输出负端(－)，所述的第一三极管(T1)的发射极通过所述的第五电阻(R5)连接电源输入地(GND)，所述的第一三极管(T1)的基极通过所述的第一电阻(R1)连接所述的第二三极管(T2)的集电极，所述的第二三极管(T2)的发射极连接所述的电源输入正(V+)，同时也是所述的限流输出正端(+)，所述的第二三极管(T2)的基极连接所述的第三三极管(T3)的集电极，同时连接所述的第二电阻(R2)的一端，所述的第二电阻(R2)的另一端连接所述的电源输入地(GND)，所述的第三三极管(T3)的发射极连接所述的电源输入正(V+)，所述的第三三极管(T3)的基极连接所述的第三电阻(R3)、所述的第四电阻(R4)的一端，所述的第四电阻(R4)的另一端连接所述的电源输入正(V+)，所述的第三电阻(R3)的另一端连接所述的第四三极管(T4)的集电极，所述的第四三极管(T4)的发射极连接所述的电源输入地(GND)，所述的第四三极管(T4)的基极与所述的第六电阻(R6)、所述的第七电阻(R7)、所述的第八电阻(R8)、所述的第一电容(C1)的一端相连，所述的第一电容(C1)的另一端连接所述的第四三极管(T4)的发射极，所述的第六电阻(R6)的另一端连接至所述的第一三极管(T1)的发射极上，所述的第七电阻(R7)的另一端连接至所述的第一三极管(T1)的集电极上，所述的第八电阻(R8)的另一端连接至所述的稳压电路(100)的稳压输出端(3)，所述的稳压电路的稳压输入端(1)连接所述的电源输入正(V+)，所述的稳压电路的稳压接地端(2)连接所述的电源输入地(GND)。

2.一种限流电路，包括第一电阻(R1)、第二电阻(R2)、第三电阻(R3)、第四电阻(R4)、第五电阻(R5)，第六电阻(R6)、第七电阻(R7)，第一电容(C1)，第一三极管(T1)、第二三极管(T2)、第三三极管(T3)、第四三极管(T4)，其中，所述的第一三极管(T1)、所述的第四三极管(T4)为NPN型三极管，所述的第二三极管(T2)、所述的第三三极管(T3)为PNP型三极管；还包括一恒流器件(I2)，所述的恒流器件(I2)包括电流流入端、电流流出端；还包括4个端子，电源输入正(V+)，电源输入地(GND)，限流输出正端(+)，限流输出负端(－)；其连接关系为：所述的第一三极管(T1)的集电极连接所述的限流输出负端(－)，所述的第一三极管(T1)的发射极通过所述的第五电阻(R5)连接电源输入地(GND)，所述的第一三极管(T1)的基极通过所述的第一电阻(R1)连接所述的第二三极管(T2)的集电极，所述的第二三极管(T2)的发射极连接所述的电源输入正(V+)，同时也是所述的限流输出正端(+)，所述的第二三极管(T2)的基极连接所述的第三三极管(T3)的集电极，同时连接所述的第二电阻(R2)的一端，所述的第二电阻(R2)的另一端连接所述的电源输入地(GND)，所述的第三三极管(T3)的发射极连接所述的电源输入正(V+)，所述的第三三极管(T3)的基极连接所述的第三电阻(R3)、所述的第四电阻(R4)的一端，所述的第四电阻(R4)的另一端连接所述的电源输入正(V+)，所述的第三电阻(R3)的另一端连接所述的第四三极管(T4)的集电极，所述的第四三极管(T4)的发射极连接所述的电源输入地(GND)，所述的第四三极管(T4)的基极与所述的第六电阻(R6)、所述的第七电阻(R7)、所述的恒流器件(I2)的电流流出端、所述的第一电容(C1)的一端相连，所述的第一电容(C1)的另一端连接所述的第四三极管(T4)的发射极，所述的第六电阻(R6)的另一端连接至所述的第一三极管(T1)的发射极上，所述的第七电阻(R7)的另一端连接至所述的第一三极管(T1)的集电极上，所述的恒流器件(I2)的电流流入端连接所述的电源输入正(V+)。

3.根据权利要求1或2所述的限流电路，其特征在于：将所述的第一电容(C1)并联在所述的第六电阻(R6)两端；或将所述的第一电容(C1)并联在所述的第三三极管(T3)的基极、发射极之间；或者还包括第二电容，所述的第二电容并联在所述的第三三极管(T3)的基极、发射极之间。

4.根据权利要求1或2所述的限流电路，其特征在于：将所述的第一三极管(T1)替换为MOS管。

5.根据权利要求4所述的限流电路，其特征在于：还包括一稳压二极管(D2)，所述的稳压二极管(D2)的阳极连接所述的MOS管的栅极，所述的稳压二极管(D2)的阴极连接所述的MOS管的源极。

6.根据权利要求1所述的限流电路，其特征在于：所述的稳压电路为一只三端稳压集成电路。

7.根据权利要求1所述的限流电路，其特征在于：所述的稳压电路(100)由第九电阻(R9)和第一稳压二极管(D1)组成的电路，其连接关系为：所述的第九电阻(R9)一端为所述的稳压电路(100)的稳压输入端(1)，连接所述的电源输入正(V+)；所述的第九电阻(R9)的另一端连接所述的第一稳压二极管(D1)的阴极，连接点形成所述的稳压电路(100)的稳压输出端(3)，连接所述的第八电阻(R8)的另一端；所述的第一稳压二极管的阳极(D1)为所述的稳压电路(100)的稳压接地端(2)，连接所述的电源输入地(GND)。

8.根据权利要求7所述的限流电路，其特征在于：所述的第一稳压二极管(D1)为负温度系数的稳压二极管。

9.根据权利要求7或8所述的限流电路，其特征在于：将所述的第九电阻(R9)替换为恒流源(I1)。