CN102969890B - 二象限截波器 - Google Patents

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Abstract

一种二象限截波器（300、140）包含第一节点（301）、第二节点（302）、第三节点（303）与第四节点（304）。在所述第一节点（301）与所述第二节点（302）之间施加输入电压（400）。在所述第一节点（301）与所述第三节点（303）之间撷取第一输出电压（410）。在所述第三节点（303）与所述第二节点（302）之间撷取第二输出电压（420、155）。第一电容器（310）设置在所述第一节点（301）与所述第三节点（302）之间。第二电容器（320）设置在所述第三节点（303）与所述第二节点（302）之间。第一晶体管（330）的集极（331）连接至所述第一节点（301），且所述第一晶体管（330）的射极（332）连接至所述第四节点（304）。第一二极管（340）的阴极（341）连接至所述第一节点（301），且所述第一二极管（340）的之阳极（342）连接至所述第四节点（304）。第二晶体管（350）的集极（351）连接至所述第四节点（304），且所述第二晶体管（350）的射极（352）连接至所述第二节点（302）。第二二极管（360）的阴极（361）连接至所述第四节点（304），且所述第二二极管（360）的之阳极（362）连接至所述第二节点（302）。电感器（370）设置在所述第三节点（303）与所述第四节点（304）之间。所述二象限截波器（300、140）还包括用于测量在所述电感器（370）中流动的电流（375）的装置，以及一单元，配置用于使所述第一晶体管（330）与所述第二晶体管（350）根据调制指标而在导通状态与非导通状态之间互相切换。所述调制指标是数值0.5以及在所述电感器（370）中流动的电流强度（375）与定义虚拟电阻（390）的乘积相关于所述输入电压（400、130）量的比率的总和。

Description

二象限截波器
技术领域
本发明是关于一种二象限截波器、关于一种用于操作二象限截波器的方法、以及关于一种用于一电驱动器的控制电路。
背景技术
使用包含电压连结的频率转换器来进行电驱动器的开放回路与封闭回路控制是一种惯常方法。对应的控制电路首先是经由B6二极管桥接或经由馈入转换器而从电源电压(在大部分的情况中，是第一三相电压)产生一直流电压。所产生的直流电压为例如700伏特的大小。通过控制电路，直流电压接着经由一转换器而被转换为一第二三相电压，所述第二三相电压包含了可调整为一特定范围的振幅与频率。通过改变振幅与频率，即可设置被供应第二三相电压的电动马达的扭矩与转速。
用于产生第二三相电压之转换器通常包含六个功率-电子切换器，典型地为IGBT切换器。功率-电子切换器为例如通过根据空间-向量-调制方法的脉冲宽度调制方式而被接入，来产生含有所需振幅与频率的第二三相电压。
功率-电子IGBT切换器并不在理想方式下运作。若切换器被启动，就会累积导通损失。此外，在切换器的切换期间累积会累积切换损失。
若以高切换频率来接入功率-电子切换器，所产生的结果是响应时间短、电流波动因子低，但也同时产生高切换损失。若以低切换频率来接入功率-电子切换器时，切换损失会降低，因而提高效率。然而，较低的切换频率会伴随衰减的响应时间与较高的电流波动因子。
另一种选择是，通过具有可调整振幅之三相自动变压器的方式，将提供作为电源电压的第一三相电压直接转换为第二三相电压以供电动马达之用。然而，这种三相自动变压器具有可观的尺寸以及相当低的效率。
除了包含IGBT切换器之转换器以外，也可使用具有金属氧化物半导体场效晶体管(MOSFET)切换晶体管之转换器。借此，可操作具有约2kW功率的小范围驱动器。合适的MOSFET切换晶体管在范围高达600伏特的阻断电压下为可用。通过这些晶体管的方式，可配置具有高达约400Vdc电压连结的频率转换器。
这类MOSFET转换器的效率可大于99％。由于低损失之故，MOSFET转换器可配置为特别紧密的方式，因而可使MOSFET转换器整合到马达中。
可利用约350Vdc的直流电压的方式来供应马达整合的MOSFET转换器功率。此一350Vdc的供应电压可以是例如分别利用一降压转换器或一单象限截波器的方式而从电源电压所得之直流电压来产生。因此必须将功率半导体与降压转换器的电感调整至最大的可能尖峰电流。这再次产生了降压转换器的功率损失，降低了整个驱动器系统的整体效率。
除了降压转换器与单象限截波器以外，也可利用二象限截波器，其可反馈驱动器中所存储的功率而保持相对高的效率。
发明内容
本发明的目的在于提供具有增加效率的二象限截波器，此一目的是由具有如专利权利要求1所述特征的二象限截波器所达成。另外，本发明之目的在于提供一种用于操作具有增加效率的二象限截波器的方法，此一目的是通过具有如专利权利要求6所述特征的方法来解决。此外，本发明之目的在于提供一种电驱动器的控制电路，所述控制电路具有增加的效率；此目的是由具有如专利权利要求7所述特征的控制电路来解决。在附属权利要求中指出了较佳实施方式。
根据本发明的二象限截波器包含第一节点、第二节点、第三节点与第四节点。在第一节点与第二节点之间施加输入电压。在第一节点与第三节点之间撷取第一输出电压。在第三节点与第二节点之间撷取第二输出电压。第一电容器设置在第一节点与第三节点之间。第二电容器设置在第三节点与第二节点之间。第一晶体管的集极连接至第一节点，且第一晶体管的射极连接至第四节点。第一二极管的阴极连接至第一节点，且第一二极管的阳极连接至第四节点。第二晶体管的集极连接至第四节点，且第二晶体管的射极连接至第二节点。第二二极管的阴极连接至第四节点，且第二二极管的阳极连接至第二节点。此外，电感器设置在第三节点与第四节点之间。二象限截波器还包括用于测量在电感器中流动的电流的装置，以及配置用于使第一晶体管与第二晶体管根据调制指标而在导通状态与非导通状态之间互相切换的单元。所述调制指标是数值0.5以及在电感器中流动的电流强度与定义虚拟电阻的乘积相关于输入电压量的比率的总和。
在所述二象限截波器中，连结电压的电容器是有利地被同时使用作为输出电容器；因此，根据本发明之二象限截波器包含比传统二象限截波器更少的组件。利用所述二象限截波器，即可使具有相似整体尖峰功率的两个驱动器、或两组驱动器分别有利地依序运作。所述二象限截波器接着即有利地使施加至驱动器组的电压对称，因此，所述二象限截波器仅须提供在驱动器组中流动之电流间的差异电流，且仅需补偿两组驱动器之间的功率差异。结果，相较于传统的二象限截波器，根据本发明之二象限截波器的功率额定可有利地被切割为一半。有利地，根据本发明之二象限截波器的效率因而被大幅提升。
改变调制指标可有利地产生电压变化，其行为与在一实际电阻处与电流相关之电压降相同。因此，通过改变调制指标可插置一虚拟电阻，所述虚拟电阻有利地产生形成于所述二象限截波器中之震荡电路的一阻尼，而不伴随发生在实际电阻处的功率损失。
第一晶体管及/或第二晶体管较佳为双极性晶体管，其具有一绝缘的闸极电极(IGBT)。有利的是，这类晶体管适合用于充分切换大电压与功率。
在二象限截波器的一特定较佳具体实施例中，所述二象限截波器包含一辅助绕阻，其与电感器一起形成一变压器。有利的是，利用此变压器，以非常良好的效率与仅极少的额外复杂度即可自电压连结将功率去耦合。在本文中，有利地自所述二象限截波器的两个电容器中包含较高电压的电容器撷取功率。利用此一内含平衡的方式，进一步有利地增加二象限截波器的效率。
在一特定较佳具体实施例中，所述二象限截波器另外包含一整流器与另一电容器，所述另一电容器利用整流器而连接至辅助绕阻。所述另一电容器接着有利地经由整流器、利用辅助绕阻所形成的变压器而充电。在所述另一电容器处所建立的电压接着可有利地用于供应其它单元，例如用于供应马达制动器(24Vdc)。此一事实的一特定优点为：当一电源失效时，储存在一驱动器系统的旋转数量中的能量可用于利用不中断方式的电流供应其它组件。所述二象限截波器用于反馈旋转数量中储存的能量，而辅助绕阻用于使用所述能量而以不中断的方式供应其它组件。
在二象限截波器的另一具体实施例中，一电阻与电感器串联而设置在二象限截波器的第三节点与第四节点之间。有利的是，电阻接着会增加在二象限截波器中所形成的震荡电路的阻尼因子，因而增进二象限截波器的控制特性。
在一较佳具体实施例中，用于测量电流的装置包含一分流电阻。此一分流电阻可有利地允许电感器中电流的可靠测量，且具有低损失。
在所述二象限截波器的一具体实施例中，电感器具有1mH的电感。有利地，此值已被证明适合用于对具有范围为数千瓦的功率的驱动组件进行寻址。
在所述二象限截波器的一具体实施例中，所述第一电容器与所述第二电容器各具有500μF的电容值。有利地，这些电容值已被证明适用于对具有为数千瓦的功率范围的驱动器系统进行寻址。
在根据本发明的用于操作如上述方式配置的二象限截波器的方法中，在具有第一工作持续时间之第一时间间隔中，第一晶体管于一导通状态中运作，且第二晶体管于一非导通状态中运作。此外，在具有第二工作持续时间的第二时间间隔中，第一晶体管于一非导通状态中运作，且第二晶体管于一导通状态中运作。在本文中，第二时间间隔之后再次为第一时间间隔。第一与第二工作持续时间是，使得第一工作持续时间对第一与第二工作持续时间的总和的比例等于数值0.5以及在电感器中流动的电流强度与定义虚拟电阻的乘积相关于输入电压量的比率的总和的方式决定。有利地，在此方法中使用完整的操作电压，因此在原则上仅会发生切换损失。借此方式，可有利地达到良好效率。有利地，产生的输出电压的波动可受到时间间隔工作持续时间的影响。有利地，可利用此方法而在二象限截波器中插置一虚拟电阻，所述虚拟电阻可对二象器截波器中所形成的震荡电路产生阻尼，而不发生功率损失。有利地，其可增进二象限截波器的控制特性。
在本发明方法之一具体实施例中，所定义的虚拟电阻的电阻值为1Ω(奥姆)。有利地，已经证明1奥姆虚拟电阻对二象限截波器产生充分阻尼。
根据本发明之用于电驱动器的控制电路包含了如上述类型的二象限截波器。较佳为，在此控制电路中仅发生低量损失，因此控制电路具有高效率。
在控制电路的一较佳实施例中，控制电路包含一整流器，用于自电源电压产生第一DC电压，借此，第一DC电压可被施加至二象限截波器而作为输入电压。有利地，第一DC电压可通过整流器而产生一高电压，且所述高DC电压接着可由二象限截波器转变为两个具有较低电压值的输出电压。
在控制电路的一具体实施例中，整流器包含B6二极管桥接。
在控制电路的另一具体实施例中，所述整流器包含馈入转换器。
在所述控制电路的一特定较佳具体实施例中，控制电路还包括转换器，其用于为从第二DC电压产生三相电压，其中二象限截波器的第一输出电压或第二输出电压可被施加至转换器作为第二DC电压。有利地，转换器所产生的三相电压可接着用于供应电驱动器。有利地，由于施加至转换器的第二DC电压仅具有低电压值，因此转换器可借此而可被配置为紧密且不昂贵的方式。
在控制电路的一特定较佳具体实施例中，转换器包含金属氧化物半导体场效晶体管(MOSFET)晶体管。有利地，第二DC电压的相对低电压值使得可利用允许非常高效率的MOSFET晶体管来配置所述转换器。借此方式，在转换器中发生的损失被最小化，其使转换器被配置为节省空间且不昂贵的方式。
在控制电路的另一具体实施例中，转换器被整合至马达中。有利地，以紧密方式来配置转换器的可行性使转换器被整合至马达中，因而产生了整个控制电路的紧密设计。有利地，因为将转换器整合到马达中之故，缆线电容值也变成多余。
附图说明
在下文中，将结合附图来更详细说明本发明，其中：
图1为一控制电路的示意方块图；
图2为一转换器的电路配置；以及
图3为一二象限截波器的电路配置。
具体实施方式
图1描绘了用于寻址电驱动器的控制电路100的示意方块图。所述控制电路100可例如用于寻址一马达载具的电驱动器。然而，控制电路100也可用于自动技术领域中、或用于使用速度控制驱动器的其它技术领域中。
控制电路100用于将电源电压110供予第一马达180与第二马达185。除第一马达180以外，也可提供一整组的第一驱动器。除了第二马达185以外，也可提供一整组的第二驱动器。
第一马达180以第一三相电压170的方式而被供以能量。第二马达185以第二三相电压175的方式而被供以能量。马达180、185的马达速度与扭矩可由第一三相电压170与第二三相电压175的频率与振幅定义为一限定范围。
电源电压110通常也是三相电压。然而，电源电压110具有一定义频率与一定义振幅。为了设置马达180、185的马达速度与扭矩，具有一设置频率与振幅之电源电压110因而必须利用可调整频率及振幅的方式而被调制为第一三相电压170与第二三相电压175。在控制电路100中，包含一电压连结的下述频率转换器是为此目的而作用。
控制电路100包含一整流器120，其自电源电压110产生第一直流电压130。这类整流器为所述领域中所熟知。整流器120可为例如一B6二极管桥接结构、或一馈入转换器。整流器120所产生的第一直流电压130可例如具有700Vdc的电压值。
第一直流电压130馈送至控制电路100中的二象限截波器140，所述二象限截波器140从第一直流电压130产生第二直流电压150与第三直流电压155。所述第二直流电压150与第三直流电压155具有比第一直流电压130更低的电压。若第一直流电压130为700Vdc，则第二直流电压150与第三直流电压155可各为例如350Vdc。
第二直流电压150利用控制电路100的一第一转换器160而转换为第一三相电压170。第一转换器160借此而使得第一三相电压170的振幅与频率被定义至所需的一特定范围内。第三直流电压155利用控制电路100的一第二转换器165而转换为第二三相电压175。在此本文中，第二转换器165也可使第二三相电压175的频率与振幅设置为一特定范围。通过设置三相电压170、175的振幅与频率，即可调整被供以三相电压170、175的马达180、185的马达速率与扭矩。
整流器120也可配置为三级转换器。在此例中，其可用于例如实现电源反馈，以经由转换器160、165、二象限截波器140与三级转换器120而将马达180、185的能量反馈至电源功率供应器。配置作为三级转换器之整流器120可主动平衡电压150、155，其导致控制电路100的效率平行有效提升。
另一三级转换器可连接至两个电压120、155，所述另一三级转换器例如对一心轴驱动器供应一特别高频率、或是对一高动力伺服驱动器寻址。
第一转换器160与第二转换器165可根据图2而配置为二级转换器。
图2显示了一示例二级转换器200的电路配置。
转换器200包含第一电路节点201、第二电路节点202、第三电路节点203、第四电路节点204与第五电路节点205。
转换器200还包括第一半桥接210、第二半桥接220与第三半桥接230。第一半桥接210包含第一晶体管211、第一二极管212、第二晶体管213与第二二极管214。第一晶体管211的集极连接至第一节点201。第一晶体管211的射极连接至第三节点203。第一二极管212的阴极连接至第一节点201。第一二极管212的阳极连接至第三节点203。第二晶体管213的集极连接至第三节点203。第二晶体管213的射极连接至第二节点202。第二二极管214的阴极连接至第三节点203。第二二极管214的阳极连接至第二节点202。
第二半桥接220包含第三晶体管221、第三二极管222、第四晶体管223与第四二极管224。第三晶体管221的集极连接至第一节点201。第三晶体管221的射极连接至第四节点204。第三二极管222的阴极连接至第一节点201。第三二极管222之阳极连接至第四节点204。第四晶体管223的集极连接至第四节点204。第四晶体管223的射极连接至第二节点202。第四二极管224的阴极连接至第四节点204。第四二极管224的阳极连接至第二节点202。
第三半桥接230包含第五晶体管231、第五二极管232、第六晶体管233与第六二极管234。第五晶体管231的集极连接至第一节点201。第五晶体管231的射极连接至第五节点205。第五二极管232的阴极连接至第一节点201。第五二极管232的阳极连接至第五节点205。第六晶体管233的集极连接至第五节点205。第六晶体管233的射极连接至第二节点202。第六二极管234的阴极连接至第五节点205。第六二极管234的阳极连接至第二节点202。
转换器200还包括电容器240，其配置在第一节点201与第二节点202之间。
对第一节点201与第二节点202之间的电容器240并联施加一输入电压250。输入电压250是一直流电压，其正端子施加至第一节点201，而其负端子施加至第二节点202。在图1的控制电路100的第一转换器160中，例如第二直流电压150是作为一输入电压250。在控制电路100的第二转换器165中，第三直流电压155是作为一输入电压250。
在转换器200的第三节点203处，撷取三相输出电压260中的第一相。在转换器200的第四节点204处，撷取三相输出电压260中的第二相。在转换器200的第五节点205处，撷取三相输出电压260中的第三相。三相输出电压260是三相旋转电压。
在转换器200的运作期间，转换器200的晶体管211、213、221、223、231、233是利用根据先前技艺中惯常的正弦调制或空间向量调制原理的脉冲宽度调制而寻址，以自输入电压250中产生具可定义振幅与频率的输出电压260。在先前技艺中，晶体管211、213、221、223、231、233形成为双极性晶体管，其包含一绝缘的闸极电极(IGBT晶体管)。然而，在此本文中，晶体管211、213、221、223、231、233并未以理想方式运作。当晶体管211、213、221、223、231、233切换为开启时，即会发生导通损失。此外，当晶体管211、213、221、223、231、233切换为开启与关闭时，会发生切换损失。若晶体管211、213、221、223、231、233是以高切换频率加以切换时，其结果是转换器200的响应时间短、且转换器200的输出电压260所驱动的电流具低电流波动因子。若以低切换频率来切换晶体管211、213、221、223、231、233，则可因而降低切换损失并可改善增进转换器200的效率。
当以转换器200所产生的输出电压260来驱动具有达约2kW的低功率的驱动器时，亦即，若在图1的示例控制电路100中，马达180、185仅具有约2kW之功率输入时，MOSFET晶体管可用于晶体管211、213、221、223、231、233，而取代具有绝缘的闸极电极的双极性晶体管(IGBT晶体管)。然而，由于具有一快速本体二极管的适当MOSFETs仅可用于约600V的阻绝电压，以MOSFETs配置的转换器200的输入电压250必须不超过约400Vdc的数值。有利地，可能使用以图1的控制电路100的方式配置的转换器200，因为整流器120所产生、具有高电压值的第一直流电压130被二象限截波器140分为第二直流电压150与第三直流电压155，其电压值够小而足以利用MOSFET晶体管来配置转换器160、165。
以MOSFET晶体管所配置的转换器200的效率可大于99％。由于低损失之故，能将转换器200整合至马达中即成为一项特别有价值的选项。由于MOSFETs用于第一晶体管211、第二晶体管213、第三晶体管221、第四晶体管223、第五晶体管231与第六晶体管233，因此每个IGBT的晶体管仅会发生电压值1至2伏特中的一部分(RDSON*I)。由于MOSFETs的切换损失较低之故，因此与包含IGBTs的转换器相比，转换器200的损失可降至低于包含IGBTs的转换器的一半。
图3描绘了二象限截波器300的一电路配置。图3的二象限截波器300可用于作为图1的控制电路100中的二象限截波器140。
二象限截波器300包含第一电压节点301、第二电压节点302、第三电压节点303与第四电压节点304。
一输入电压400可施加于二象限截波器300的第一节点301与第二节点302之间。输入电压400为一直流电压，其具有高电压值为例如700Vdc。在图1的控制电路100中，二象限截波器140被馈送例如第一直流电压130而作为一输入电压400。
在二象限截波器300的第一节点301与第三节点303之间撷取第一输出电压410。第一输出电压410是直流电压，其电压值低于输入电压400的电压值。若输入电压400为例如700Vdc，第一输出电压410可为例如350Vdc。第二输出电压420可被撷取于二象限截波器300的第三节点303与第二节点302之间。第二输出电压420也是直流电压，其电压值小于输入电压400的电压值。若输入电压400为700Vdc，第二输出电压420也是例如350Vdc。在图1的控制电路100中，第二直流电压150被输出作为第一输出电压410，而第三直流电压155被输出作为第二输出电压420。
图3的二象限截波器300包含第一电容器310，其被配置在第一节点301与第三节点303之间。此外，二象限截波器300包含第二电容器320，其被配置在第三节点303与第二节点302之间。在结合时，第一电容器310与第二电容器320形成了二象限截波器300的一连结电压电容器。
二象限截波器300还包括第一晶体管330与第一二极管340。第一晶体管330的集极331连接至第一节点301。第一晶体管330的射极332连接至第四节点304。第一晶体管330还包括闸极333，所述第一晶体管330借此而可切换于一导通状态与一非导通状态之间。第一二极管340的阴极341连接至第一节点301。第一二极管340的阳极342连接至第四节点304。第一二极管340因此而并联连接，作为第一晶体管330的集极-射极路径的一稳流二极管(free-wheelingdiode)。
二象限截波器300还包括一第二晶体管350与第二二极管360。第二晶体管350的集极351连接至第四节点304。第二晶体管350的射极352连接至第二节点302。此外，第二晶体管350包含闸极353，藉由闸极353所述第二晶体管350可切换于一非导通状态与一导通状态之间。第二二极管360的阴极361连接至第四节点304。第二二极管360的阳极362连接至第二节点302。第二二极管360因此而并联连接，作为第二晶体管350的集极-射极路径的稳流二极管(free-wheelingdiode)。
第一晶体管330与第二晶体管350优选为包含绝缘的闸极电极的双极性晶体管(IGBTs)。
此外，二象限截波器300包含一电感器370，其配置在二象限截波器300的第三节点303与第四节点304之间。
图3的二象限截波器300也可分别推想为一降压转换器(step-downconverter)或一降压转换器(buckconverter)与一升压转换器(step-upconverter)或一升压转换器(boostconverter)之间的组合。因此，二象限截波器300适合用于经由输出电压410、420而馈送来自输入电压400的负载，也适用于从以产生器模式运作的负载反馈能量。然而，相较于传统的二象限截波器而言，在图3的二象限截波器300中，连结电压电容器310、320同时作为输出电容器之用，因此可下切至组件。
有利地，图3的二象限截波器300可同时对两个驱动器或两组驱动器(具有相同的尖峰功率总和)供予功率。在此本文中，以第一输出电压410供应第一组驱动器，以第二输出电压420供应第二组驱动器。在图1的控制电路100中，第一马达180代表第一组驱动器，第二马达182代表第二组驱动器。
二象限截波器300仅必须补偿两组驱动器之间的功率差异。因此，二象限截波器300的功率额定可降至传统二象限截波器的一半。借此，相较于传统的二象限截波器而言，二象限截波器300的效率被大幅提升。在最差的情况下，二象限截波器300中的损失也仅为传统二象限截波器的一半高。在最佳时，当驱动器群组为对称地配置的情况下，在电感器370中流动的电感器电流375非常的小，因而可虚拟为无功率损失发生。
在二象限截波器300的运作期间，第一晶体管330与第二晶体管350通过闸极接点333、353而于一导通状态与一非导通状态之间交替地切换。在任何时间点，晶体管330、350的其中之一是导通的，而另一晶体管330、350则为非导通的。第一晶体管330的工作周期(dutycycle)对周期长度(亦即第一晶体管330与第二晶体管350的工作周期总和)的比率称为调制指标a。若调制指标a＝0.5，两个晶体管330、350例如交替地切换为开启达相同的个别时间工作持续时间。
有利地，在二象限截波器300的例子中，并不需要控制输出电压410、420。取而代之，二象限截波器可首先以一致的调制指标a＝0.5的方式运作，亦即其工作因子(dutyfactor)为50％。输入电压400接着自动分为两个相等的输出电压410、420。
然而，在此操作模式中，于二象限截波器300中形成两个仅仅稍微阻尼衰减的LC震荡电路。第一震荡电路由第一电容器310与电感器370所形成，第二震荡电路由第二电容器320与电感器370所形成。每一个震荡电路具有一共振频率fres，表示如下：
f res = 1 2 π LC ,
其中L是电感器370的介电质常数，而C是个别电容器310、320的电容值。各电感器370例如具有L＝1mH的介电质常数。第一电容器310与第二电容器320各具有例如500μF电容值。这产生了225Hz的一共振频率fres。
LC震荡电路的阻尼衰减比率D计算如下：
D = R 2 C L .
假设电感器370与传导件具有一电阻R＝0.1Ω(奥姆)，所产生的阻尼衰减比率D＝0.035。形成于二象限截波器300中的LC震荡电路因而仅具非常轻微的阻尼衰减。这在某些条件下会导致二象限截波器300的控制行为不佳。
为了增加二象限截波器300的震荡电路的阻尼，可在第三节点303与第四节点304之间插置一个与电感器370串联连接、约为1奥姆之电阻。然而，在此一电阻处会发生功率散失，以此方式二象限截波器300的效率会降低。
然而，也可在二象限截波器300中、第三节点303与第四节点304之间有利地插置一个与电感器370串联连接的虚拟电阻390来取代真实电阻。为此目的，调制指标a必须受电流相关方式的影响，使得所产生的电压变化呈现出与在虚拟电阻390处的一电流相关电压降的相同行为。
为此目的，所述二象限截波器300包含用于测量电感器370中流动的电感器电流375的电流强度的装置，所述装置并未描绘于图3中。此装置可例如存在于分流电阻中。调制指标a接着用于此方式中，其等于数值0.5与在电感器370中流动的电流375的强度(I)与虚拟电阻390(R)的乘积对输入电压400的量(U)的比率的总和：
a = 0.5 + I · R U .
针对此目的，虚拟电阻390的数值可再次设置为1奥姆，因此，所计算的调制指标a指出第一晶体管330切换至一导通状态的工作持续时间对于第一晶体管330和第二晶体管350切换至一导通状态的工作持续时间总和的比率。
二象限截波器300具有比传统二象限截波器更大幅降低的功率散失。若例如两个各具有1kW的功率的驱动器被供以350V的直流电压(其产生自700V的直流电压)，传统的二象限截波器必须为5.7A的电流(2000W/350V＝5.7A)而配置。在效率为96％的传统二象限截波器中，其在完全负载范围下的功率散失高达80W。
然而，若两个驱动器与图3的二象限截波器300串联连接，亦即，若第一驱动器是被馈以第一输出电压410，而第二驱动器是被馈以第二输出电压420，二象限截波器300所必须进行的仅在于提供一差动电流。若两个驱动器各需要1kW的完全负载，在二象限截波器300中的电流便等于0。在最差的情况下，即其中一个驱动器需要1kW，而另一驱动器未输入任何功率，则在二象限截波器300中流动的电流为1000W/350V＝2.85A。在一正常情况下，第一驱动器输入例如800W，而第二驱动器输入600W，则二象限截波器300仅需提供补偿的200W，其对应至0.6A的电流。在此操作模式中，相较于传统二象限截波器的56W(4％*(800W+600W))，二象限截波器300的功率散失降低至仅为8W(4％*(800W-600W))。
通过以虚拟电阻390的方式来控制二象限截波器300，可无困难地将复数个电流供应器并联连接，以增加功率。
二象限截波器300的电压连结也可通过与第一电容器310及/或第二电容器320并联配置的额外电容器而加大。在此例中，二象限截波器300的阻尼会增加，因而使二象限截波器300因系统性因素而更为稳定。
在二象限截波器300的一较佳具体实施例中，其包含一辅助绕阻385，所述辅助绕阻385与电感器370一起形成一变压器380。辅助绕阻385配置在二象限截波器300的第五节点381与第六节点382之间。
有利地，可利用辅助绕阻385产生一贾凡尼隔离电压(galvanicallyisolatedvoltage)。为此目的，从施加较高电压的电容器310、320撷取能量。此程序导致一内含平衡，其进一步增进了二象限截波器300的效率。在第五节点381与第六节点382之间，可设置例如一整流器，藉其对二象限截波器300的另一电容器进行充电。图3中并未说明整流器与另一电容器。在所述另一电容器处建立的电压可例如用于供应一马达制动器(24Vdc)。所述辅助电压是以一非常高的效率回复。
辅助绕阻385也可作为不中断的电流供应之用。当电源失效时，使用驱动器的旋转量中所存储的能量来供应关键组件是一种一般性程序。在此情形中，驱动器于产生器模式中运作，且来自驱动器的能量是利用二象限截波器300而反馈。借此，电感器370与辅助绕阻385所形成的变压器380可继续对第五节点381及对第六节点382散失功率，且因而可在电源失效(亦即在输入电压400骤降下)时以不中断方式提供功率。这是以高效率方式进行，且仅需要极少的额外电路。
总体言之，本发明提供一种改良的二象限截波器300，借此两个驱动器或两组驱动器可以高效率串联运作。所述二象限截波器300可用于一控制电路100中。此提供可通过MOSFET晶体管来配置控制电路中提供的转换器、而增进其效率的优点。二象限截波器的另一优点为，可利用选择性辅助绕阻而从电压连结回复一额外供应电压，其所涉时间与费力极少，且有特别高的效率。

Claims (8)

1.一种用于电驱动器(180、185)的控制电路(100)，所述控制电路包括二象限截波器(300、140)，所述二象限截波器(300、140)包含第一节点(301)、第二节点(302)、第三节点(303)与第四节点(304)，
其中在所述第一节点(301)与所述第二节点(302)之间施加输入电压(400、130)，
其中于所述第一节点(301)与所述第三节点(303)之间撷取第一输出电压(410、150)，
其中于所述第三节点(303)与所述第二节点(302)之间撷取第二输出电压(420、155)，
第一电容器(310)设置在所述第一节点(301)与所述第三节点(303)之间，
第二电容器(320)设置在所述第三节点(303)与所述第二节点(302)之间，
第一晶体管(330)的集极(331)连接至所述第一节点(301)，且所述第一晶体管(330)的射极(332)连接至所述第四节点(304)，
第一二极管(340)的阴极(341)连接至所述第一节点(301)，且所述第一二极管(340)的阳极(342)连接至所述第四节点(304)，
第二晶体管(350)的集极(351)连接至所述第四节点(304)，且所述第二晶体管(350)的射极(352)连接至所述第二节点(302)，
第二二极管(360)的阴极(361)连接至所述第四节点(304)，且所述第二二极管(360)的阳极(362)连接至所述第二节点(302)，
电感器(370)设置在所述第三节点(303)与所述第四节点(304)之间，
所述二象限截波器(300、140)还包括用于测量在所述电感器(370)中流动的电流(375)的装置，
所述二象限截波器(300、140)还包括单元，配置用于使所述第一晶体管(330)与所述第二晶体管(350)根据调制指标而在导通状态与非导通状态之间互相切换，
其中所述调制指标是数值0.5以及在所述电感器(370)中流动的电流强度(375)与定义虚拟电阻(390)的乘积相关于所述输入电压(400、130)量的比率的总和，
其中所述控制电路(100)包括第一转换器(160、200)，配置用于从所述二象限截波器(300、140)的所述第一输出电压(150、410)产生第一三相电压(170、260)，
其中所述控制电路(100)包括第二转换器(165、200)，配置用于从所述二象限截波器(300、140)的所述第二输出电压(155、420)产生第二三相电压(175、260)。
2.根据权利要求1所述的控制电路(100)，所述第一晶体管(330)及/或所述第二晶体管(350)是双极性晶体管，包含绝缘的闸极电极。
3.如前述权利要求中任一项所述的控制电路(100)，所述二象限截波器(300、140)包含辅助绕阻(385)，其与所述电感器(370)一起形成变压器(380)。
4.根据权利要求3所述的控制电路(100)，所述二象限截波器(300、140)包含整流器与另一电容器，所述另一电容器经由所述整流器而连接至所述辅助绕阻(385)。
5.如权利要求1所述的控制电路(100)，电阻配置在所述第三节点(303)与所述第四节点(304)之间而与所述电感器(370)串联连接。
6.如权利要求1所述的控制电路(100)，所述控制电路(100)包含整流器(120)，配置用于从电源电压(110)产生第一直流电压(130、400)，其中所述第一直流电压(130、400)可被施加至所述二象限截波器(300、140)，作为输入电压。
7.如权利要求1所述的控制电路(100)，所述第一转换器(160、200)及/或所述第二转换器(165、200)包含金属氧化物半导体场效晶体管(211、213、221、223、231、233)。
8.一种用于操作用于电驱动器(180、185)的控制电路(100)的方法，所述控制电路(100)包括二象限截波器(300、140)，所述二象限截波器(300、140)包括第一节点(301)、第二节点(302)、第三节点(303)及第四节点(304)，
第一电容器(310)设置在所述第一节点(301)与所述第三节点(303)之间，
第二电容器(320)设置在所述第三节点(303)与所述第二节点(302)之间，
第一晶体管(330)的集极(331)连接至所述第一节点(301)，且所述第一晶体管(330)的射极(332)连接至所述第四节点(304)，
第一二极管(340)的阴极(341)连接至所述第一节点(301)，且所述第一二极管(340)的阳极(342)连接至所述第四节点(304)，
第二晶体管(350)的集极(351)连接至所述第四节点(304)，且所述第二晶体管(350)的射极(352)连接至所述第二节点(302)，
第二二极管(360)的阴极(361)连接至所述第四节点(304)，且所述第二二极管(360)的阳极(362)连接至所述第二节点(302)，
电感器(370)设置在所述第三节点(303)与所述第四节点(304)之间，
所述控制电路(100)还包括第一转换器(160、200)及第二转换器(165、200)，
其中在所述第一节点(301)与所述第二节点(302)之间施加输入电压(400、130)，
其中测量在所述电感器(370)中流动的电流(375)，
其中在具有第一工作持续时间的第一时间间隔中，所述第一晶体管(330)于导通状态中运作，且所述第二晶体管(350)于非导通状态中运作，
其中在具有第二工作持续时间的第二时间间隔中，所述第一晶体管(330)于非导通状态中运作，且所述第二晶体管(350)于导通状态中运作，
其中第一时间间隔紧接在所述第二时间间隔之后，
其中所述第一与所述第二工作持续时间经选择，使得所述第一工作持续时间对所述第一与所述第二工作持续时间的总和的比例等于数值0.5以及在所述电感器(370)中流动的电流强度(375)与定义虚拟电阻(390)的乘积相关于所述输入电压(400、130)量的比率的总和，
其中于所述第一节点(301)与所述第三节点(303)之间撷取第一输出电压(410、150)，
其中于所述第三节点(303)与所述第二节点(302)之间撷取第二输出电压(420、155)，
其中所述第一转换器(160、200)从所述第一输出电压(150、410)产生第一三相电压(170、260)，
其中所述第二转换器(165、200)从所述第二输出电压(155、420)产生第二三相电压(175、260)。
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