CN102946204A - 一种ac-dc调节器和调节方法 - Google Patents
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Abstract
本发明实施例涉及一种AC-DC调节器和调节方法。所述AC-DC调节器包括变压器和连接在变压器主绕组侧的功率管；其中，当主绕组电流所对应的电压高于参考电压时，控制功率管的栅极使之关断；其特征在于还包括积分器，用于对由主绕组电流耦合到的第一辅助电流进行第一积分得到第一积分增量，对由主绕组电流耦合到的第二辅助电流在基准电流对应的第三持续时间内进行第二积分得到第二积分增量，并基于第一积分增量和第二积分增量得到预期上升到目标电流峰值的第二持续时间；延迟锁定环，对主绕组电流上升到峰值的第一持续时间和预期上升到目标电流峰值的第二持续时间进行比较；参考电压调整电路，利用比较结果调整参考电压。本发明实施例消除电感电流非线性误差；并且使得所述时间差为零，消除寄生的关断延迟误差；实现了产品间高精度恒流输出。
Description
技术领域
本发明涉及电源管理领域，尤其涉及一种AC-DC调节器。
背景技术
在反激式交流-直流AC-DC应用中，有时要实现次级输出具有恒压恒流（CV/CC）特性，图1是恒压恒流输出曲线示意图。恒压一般采样次级输出电压或间接采样次级输出电压，通过负反馈调整来实现；而恒流一般通过设置主绕组的电感电流峰值来实现，即Iout=K*Ipeak2，其中Iout是次级输出恒流电流的大小，Ipeak是主绕组的峰值电流，K是增益系数，单位是A-1。
图2是现有技术实现恒流的示意图。图3是图2的实际输出波形示意图。
在功率管开启后最初一段时间内，由于主级绕组的寄生电容存在，导致电感电流开始一段时间内呈现非线性上升特性，即在相同时间内，非线性电感电流增量小于线性特性的增量，如图3中的tact时刻误差为ΔI1。
同时当电流限制信号OCP关断功率管Q0后，由于功率管的退饱和时间的存在和寄生电容的充电的时间Td存在，导致主绕组的电感电流继续上升，直到反激次级整流有电流输出；假设不存在电感电流非线性特性，功率管关断后的这段时间Td，使得主绕组电感电流峰值大于电感电流目标峰值，如图3中的ΔI2。
非线性和关断延迟时间导致实际电感电流峰值偏离电感电流目标峰值（或理想峰值），如图3中的ΔI。
既有方案的缺点在于电感电流的非线性特性，以及功率管关断后电感电流会持续上升，这两个因素导致电感电流最终峰值和目标峰值存在误差，同时，这两个因素又和系统的寄生相关，最终导致产品之间的恒流输出值差异较大。
发明内容
针对上述问题，本发明实施例在第一方面提出一种AC-DC调节器。该AC-DC调节器包括变压器和连接在变压器主绕组侧的功率管；其中，当主绕组电流所对应的电压高于参考电压时，控制功率管的栅极使之关断；其特征在于还包括积分器，用于对由主绕组电流耦合到的第一辅助电流进行第一积分得到第一积分增量，对由主绕组电流耦合到的第二辅助电流在基准电流对应的第三持续时间内进行第二积分得到第二积分增量，并基于第一积分增量和第二积分增量得到预期上升到目标电流峰值的第二持续时间；延迟锁定环，对主绕组电流上升到峰值的第一持续时间和预期上升到目标电流峰值的第二持续时间进行比较；参考电压调整电路，利用比较结果调整参考电压。
本发明实施例在第二方面提供一种恒流输出的AC-DC调节方法。所述方法包括对由主绕组电流耦合到的第一辅助电流进行第一积分得到第一积分增量，对由主绕组电流耦合到的第二辅助电流在和基准电流对应的第三持续时间内进行第二积分得到第二积分增量，并基于第一积分增量和第二积分增量得到预期上升到目标电流峰值的第二持续时间；对和主绕组电流上升到峰值的第一持续时间和预期上升到目标电流峰值的第二持续时间进行比较；利用比较结果调整参考电压；当主绕组电流所对应的电压高于参考电压时，控制连接在变压器主绕组侧的功率管的栅极使之关断。
本发明实施例通过对辅助电流进行积分消除了电感电流非线性误差，通过时间差控制方法消除寄生的关断延迟误差，实现了产品间的高精度恒流输出。
附图说明
图1是恒压恒流输出曲线示意图；
图2是现有技术实现恒流的示意图；
图3是图2的实际输出波形示意图；
图4是本发明实施例的AC-DC调节器示意图；
图5是图4调节器输出波形示意图；
图6是积分器一种示意图；
图7是积分器另一种示意图；
图8是图4调节器中DLL电路示意图；
图9是图4调节器中电荷泵以及电压-电流转换电路示意图；
图10是现有技术图6，以及图8和图9电路输出波形示意图；
图11是本发明图7，以及图8和图9电路输出波形示意图；
图12是本发明实施例Vref电路的一种示意图；
图13是本发明实施例Vref电路的另一种示意图；
图14是本发明实施例辅助绕组电压电路转换电路的示意图；
图15是本发明电感电流峰值时间探测器；
图16是本发明实施例AC-DC调节器的示意图。
具体实施方式
下面通过附图和实施例，对本发明实施例的技术方案做进一步的详细描述。
图4是本发明实施例的AC-DC调节器示意图。如图4所示，该AC-DC电路在输入VAC和输出Vout之间有一个变压器T1，该变压器T1起着电隔离的作用。
交流电压经整流后的电压VAC加在变压器T1的主绕组的一端，主绕组的另一端经功率管Q0和电阻Rsn后接地。一个过流比较器检测电阻Rsn两侧的电压是否大于参考电压Vref，并且基于检测情况产生OCP信号。OCP信号输入到RS触发器的S输入端，产生置位的CTRL信号。RS触发器也可以在周期性时钟脉冲Rs的作用下将CTRL信号复位。CTRL信号经驱动器产生DR信号，从而控制功率MOS管Q0的通断。需要说明的是，当检测到电阻Rsn两侧的电压大于参考电压Vref的时候，OCP信号的高电平关断功率管Q0，导致电阻Rsn无电流流过，Rsn压降为0，OCP又变为低电平。
第三绕组通过变压器T2和主绕组以及从绕组耦合。经过Rtop和Rbot构成的分压电路产生电压VFB，该电压VFB由采样保持电路采样并且保持，然后由时钟和最小脉冲模块产生时钟和脉冲信号Rs。当功率管Q0导通时Vaux电压为低，VFB信号为低；当功率管Q0关断时Vaux电压变高，VFB信号为高；时钟和最小脉冲模块依据采样保持后的VFBS信号产生时钟和Rs信号。该时钟的频率一般正比例于VFBS，即正比例于输出电压。采样时刻一般选择在反激那段时间内即可。
当功率MOS管Q0导通时，忽略其导通压降，输入电压VAC加到变压器主绕组的两端，主绕组电感电流以VAC/L的斜率上升，而此时变压器T1的从绕组使二极管D1反偏，负载由输出电容C1提供电能，同时变压器T1的主绕组存储磁能。而当功率MOS管Q0关断时，主绕组回路断开，主绕组的和功率管Q0的漏极相连的一端的端电压升高，从绕组的同名端相继升高，使D1导通，变压器T1上的磁能转换成从绕组上的电流，向负载提供电能并且补充输出电容的能量。
需要指出，功率管Q0开启后，电感电流iL上升；由于受寄生电容Cpara的放电影响，导致初始时电感电流上升呈现非线性特性，上升斜率di/dt=Vac*(1-exp(-t/τ))/L，电流大小是斜率对时间的积分即iL=Vac*(t+τ*(exp(-t/τ)-1))/L，其中di/dt是电感电流上升斜率，Vac是交流输入电源经整流后的电压，L是变压器T1的主绕组的电感大小，τ是寄生放电时间常数。
辅助绕组感应主绕组的压差Vaux＝-Ta*Vac*(1-exp(-t/τ))，其中Ta是辅助绕组的匝数Taux和主绕组匝数Tpri比值Ta=Taux/Tpri。
该AC-DC电路在辅助绕组一侧包括电压转电流电路。电压转电流电路产生电流iaux=-Vaux/Ra=Ta*Vac*(1-exp(-t/τ))，其中Ra是V-I转换电阻。请留意，该电流iaux和电感电流斜率di/dt表达式形式相同。
如果采用积分器对电流iaux积分，则产生的电压增量Vint=Ka*Ta*Vac*(t+τ*(exp(-t/τ)-1))/(Cint*Ra)，其中，Ka是电流增益系数，Cint是积分器电容值。请留意，该电压增量Vint和电感电流大小iL表达式形式相同，所以可以采用电容积分器的电压增量来表征电感电流大小。
所述寄生产生的时间常数大概为几十nS，即所述τ一般在50nS左右，一般0～5τ这段时间电感电流呈现明显的非线性；t>>5τ之后寄生基本无影响，此后电感电流上升斜率固定，呈现线性特性。
可以将主绕组电感电流上升总时间Ton_L的一段时间作为基准时间Tref，这段时间的电感电流上升特性为线性，即t1～t2时间段，并且t1>>5τ，t1时刻后电感电流上升斜率恒定呈现线性特性，大小为di/dt=Vac/L，这段基准时间的电感电流增量为IL_ref=di/dt*Tref=Vac/L*Tref=Vac*(t2-t1)/L。
功率管Q0开启后，0～t1时间段电感电流增量iL_t1=Vac*(t1+τ*(exp(-t1/τ)-1))/L；t1～t2时间段电感电流增量iL_t2=Vac*(t2-t1)/L=IL_ref；t2～t3时间段电感电流增量为iL_t3=Vac*(t3-t2)/L。
作为对比，在0～t1时间段，积分器电容电压增量大小是V_t1=K1*Ka*Ta*Vac*(t1+τ*(exp(-t1/τ)-1))/(Cint*Ra)；其中在t1～t2时间段，电容电压增量大小是V_t2=(K2-K1)*Ka*Ta*Vac*(t2-t1)/(Cint*Ra)；t2～t3时间段的电容电压增量大小是V_t3=K1*Ka*Ta*Vac*(t3-t2)/(Cint*Ra)。
如果设置V_t2=(V_t1+V_t3)，采用电感电流形式表示即：(K2-K1)*iL_t2=K1*(iL_t1+iL_t3)，如果K2/K1=N(N>1)，则iL_t1+iL_t3=(N-1)*iL_t2=(N-1)*IL_ref，则电感电流的在t3时刻的电流是iLt3=iL_t1+iL_t2+iL_t3=(N-1)*IL_ref+IL_ref=N*IL_ref；而t3时刻就是电感电流达到目标峰值时刻，则电感电流峰值不受电感电流非线性的影响。需要说明的是，V_t2、V_t1和V_t3之间也可以满足其它形式的关系，只要能够依据V_t2唯一地确定V_t2、V_t1与V_t3之间的关系，换言之电感电流峰值不受电感电流非线性的影响。
同时，由于存在功率管关断后电感电流持续上升延迟时间Td，时间延迟环路（DLL）和电荷泵电路调整实际电感电流峰值时刻Ton_L等于目标峰值时刻t3，实现了电感电流峰值不随功率管关断后继续上升时间的影响。
如果t3时刻就是电感电流达到目标峰值，同时也是电感电流实际最终峰值（Ton_L=t3），则次级输出电流为Iout=K＊Ipeak2=K*N*（IL_ref）2，实现了输出电流不随非线性和延迟时间的影响。
为了实现上述本发明的构思，在图4所示的例子中，AC-DC电路配置了峰值时间探测器、比较器、积分器、延迟锁相环DLL、电荷泵和参考电压调整电路。本领域的技术人员意识到，可以采取其它形式的电路来实现本发明的上述构思。
电流峰值探测器检测电感电流的峰值时刻，得到信号Ton_L。该信号反映了功率管Q0的电流从零电流到实际峰值所经历的时间。
比较器在功率管Q0导通一段时间（t1）后，通过隔直流电容Cc感测Vsense的交流电压Isense，Isense和基准电压Iref比较，得到一个信号Tref。Tref的低电平持续时间和基准电压Iref的大小成比例。基准电压Iref除以Rsn就是基准电流。
积分器利用第一辅助电流进行电容积分，利用第二辅助电流在Tref的低电平有效期间进行电容积分。在一个例子中，第一辅助电流和第二辅助电流由主绕组电流耦合得到。并且，当两个积分增量相等时，积分器得到信号Ton_ref。信号Ton_ref反映了功率管Q0电流从零到目标峰值所经历的时间。信号Tref和倍乘数N相应地依据实际情况加以确定，使得所得到的Ton_ref时间和IL达到目标峰值所需要经历的时间一致。
延迟锁定环DLL将信号Ton_ref和信号Ton_L进行鉴相比较，并且产生时间差信号Tdiff。当两个信号Ton_ref和Ton_L的电平同为高电平或者同为低电平的时候，Tdiff为低电平；当两个信号的电平互异的时候，Tdiff为高电平。信号Tdiff反映了功率管Q0所流过的电流的目标峰值和实际峰值之间的差异。
电荷泵根据时间差信号Tdiff进行电容充放电，电容上电压转换为电流信号。
参考电压调整电路根据来自电荷泵的电流信号的数值，对参考电压Vref进行调整，使得功率管Q0的栅极电压DR信号高电平持续时间缩短或者延长。当Ton_L的高电平持续时间长于Ton_ref的高电平持续时间时，DR信号的高电平缩短；当Ton_L的高电平持续时间短于Ton_ref的高电平持续时间时，DR信号的高电平延长。
图5是图4调节器输出波形示意图。图5示意了上述电路的各信号Tref、Ton_ref、Ton_L和Tdiff的波形。Tref是低电平有效信号，在各个Rs周期期间其低电平持续时间保持恒定。积分后的信号Ton_ref的高电平持续时间也同样保持恒定。Ton_L和Tdiff的高电平持续时间在各个Rs周期期间呈现缩小态势，相应地IL的最高峰值也逐渐向Ton_ref所指示的目标峰值靠近。
图6是一种积分器。触发器包括数值为I1的恒定电流源601和数值为N*I1的恒定电流源603。I1=K1*Ka*iaux，N*I1=K2*Ka*iaux。信号Tstart输入反相器610的输入端。当Tstart为高电平时，反相器610的输出为低电平，第一MOS管处于关断状态；同时Tstart将开关602闭合，电流源601对电容C1充电；在/Tref高电平有效期间，/Tref将开关604闭合，电流源603对电容C2充电。比较器对电容C1和C2两端的电压Vc1和Vc2进行比较，当Vc1和Vc2出现交叉时，比较器614的输出信号翻转。
启动后，LEB信号将RS触发器616清零，Ton_ref变为高电平；当Tref从低跳到高后，并且Vc1超过Vc2时，比较器614输出的高电平信号将RS触发器616的输出端置位，Ton_ref变为低电平。
Tref通过反相器输入RS触发器的清零端，确保在此期间Ton_ref不会任意翻转。
图10是图6积分器输出波形示意图。由于Vc1是利用数值I1的电流充电，而Vc2是利用数值N*I1的电流充电，因此当Vc1和Vc2再次相等时，所经历的时间等于Tref的N倍，Ton_ref的高电平持续时间等于Tref低电平的持续时间N倍。
图7是另一种积分器示意图。电容电压不会每个周期泄放到零，而是刚好调整到翻转点，具体地，图7中包括电流为I1的电流源801和数值为N*I1的电流源802。I1=K1*Ka*iaux，N*I1=K2*Ka*iaux。当Tstart高电平有效时，开关811闭合，电流源801以放电电流I1对电容C放电，电容C的电压下降；在此期间，/Tref高电平有效，开关812闭合，电流源802以电流N*I1同时对电容C充电，电容C的电压随此上升；当/Tref低电平有效时，电流源802停止充电，仅有电流源继续放电801；当Tstart低电平有效时，电流源801停止放电。
启动后，LEB信号将RS触发器804清零，Ton_ref变为高电平；随着电流源801的放电和电流源802的充电，Vc先降后升再降。NMOS管NM1在Vc处于较高电平时保持导通，而对电容放电到预定阈值（这里为和充放电开始时的电平）时由导通变为关断并且Ton_ref变为低电平。
/Tref输入RS触发器804的清零端，旨在确保在Tref高电平有效期间Ton_ref保持为高电平。
图11是图7积分器输出波形示意图。同样可见，Ton_ref的高电平持续时间等于Tref低电平的持续时间N倍。
图8是图4中DLL电路示意图。如图8所示，延迟锁定环包括D触发器501和502，分别以Ton_ref和Ton_L为控制时钟。当Ton_ref先由高到低跳变时，D触发器501的Q输出端变高，/Q为低；此时D触发器502的Q输出端为低，/Q为高；因此，与门506输出高电平Down，与门507输出低电平Up。当Ton_L接着由高到低跳变时，D触发器502的Q输出端变高，/Q为低；此时，与门506输出的Down信号由高变为低电平；由于D触发器501的Q输出端仍然为高，/Q为低，则与非门509的输出变为低，将D触发器501和502清零，各自的Q输出端为低，/Q为高，与门506和507的输出信号Down和Up均保持低电平。
同样，当Ton_L先由高到低跳变时，D触发器502的Q输出端变为高，/Q为低；此时触发器501的Q输出端为低，/Q为高；因此，与门507输出高电平Up，与门506输出低电平Down。当Ton_ref接着由高到低跳变时，D触发器501的Q输出端变高，/Q为低；此时，与门507输出的Up信号由高变为低电平；由于D触发器502的Q输出端仍然为高，/Q为低，则与非门509的输出变为低，将D触发器501和502清零，各自的Q输出端为低，/Q为高，与门506和507的输出信号Down和Up均保持低电平。
延迟锁定环还包括RS触发器504。该触发器504采用D触发器501的Q输出信号作为S输入端的输入信号，采用LEB信号作为R输入端的输入信号。当LEB有效时，RS触发器504清零，/Q输出端的输出信号Tstart变为高电平。当如前文所述D触发器501的Q输出信号由低变高时，RS触发器将Q输出端置位，/Q输出信号Tstart相应变为低电平。Tstart可以用于积分器的启动。
图9是图4中电荷泵以及电压-电流转换电路示意图。在图9中，
Ichg=(Vchg-Vthn)/R。其中，Ichg是电压转电流的输出电流，Vchg是电荷泵的电容电压，Vthn是NMOS管NM1的阈值电压，R是电压转电流的电阻。具体地，电荷泵包括两个电流源，1001和1002，分别以电流I2对电容Chg充电和放电。当Down信号有效时，电流源1001对电容Chg充电；当Up信号有效时，电流源1002对电容Chg进行放电。电容Chg一端接地，另一端的电压Vchg输入NMOS管NM1的栅极，NMOS管1008的源极经电阻R接地。流经NMOS管NM1的漏极的电流Ichg按下式确定：Ichg=（Vchg-Vthn）/R。由此可见，Ichg与Vchg有关，因此和Up以及Down信号有关。如果Up信号有效，则Ichg降低；如果Down信号有效，则Ichg升高。
图12是本发明实施例Vref电路一个示例。图12中，Vref＝Vref1-Ichg*Rref。其中Vref是零温度特性的基准电压，Rref是电流转电压电阻。具体地，参考电压调整电路包括电阻Rref和缓冲器。原始的参考电压Vref1经缓冲器加在电阻Rref上，电阻Rref的电流为Ichg。则电阻Rref的另一端上的电压Vref如下确定：Vref=Vref1-Ichg*Rref。由此，参考电压Vref可以通过改变Ichg而加以改变。
图13是本发明实施例Vref电路另一个示例。图13中，该参考电压调整电路包括PMOS管PM1、PMOS管PM2、电流为Iref2的电流源和电阻Rref2。PMOS管PM1和PMOS管PM2构成电流镜，电流镜的放大倍数为Km。电阻Rref2连接在PMOS管PM2的源极和地之间。PMOS管PM2的源极有另一电流支路，电流为Ichg。则流过电阻Rref2的电流确定为：
Vref=（Iref2*Km-Ichg）*Rref2=Vref2-Ichg*Rref2。
其中，Vref2=Km*Iref2*Rref2。
图14是本发明实施例辅助绕组电压电路转换电路的示意图。PM3、PM4、PM5和PM6构成电流镜；NM4和NM5构成另一电流镜。放大器将NM3的漏极拉至地电位，Ra上流过电流iaux＝(0-Vaux)/Ra。由此，在NM5、PM5和PM6分别产生第一辅助电流k1*ka*iaux，第二辅助电流k2*ka*iaux，以及用于峰值时间探测器的电流k3*ka*iaux。
图15是峰值时间探测器示意图。图15中，当电感电流达到峰值后，Vaux是从负压变成正电压，Iaux=0，此时图14的PM6和IB组成的电流比较器输出低电平，经反相器输出高电平置位RS触发器，触发器的/Q输出低电平，实现Ton_L的检测。
本发明实施例提供一种恒流输出的AC-DC调节方法。所述方法包括对由主绕组电流耦合到的第一辅助电流进行第一积分得到第一积分增量，对由主绕组电流耦合到的第二辅助电流在基准电流对应的第三持续时间内进行第二积分得到第二积分增量，并基于第一积分增量和第二积分增量得到预期上升到目标电流峰值的第二持续时间；对和主绕组电流上升到峰值的第一持续时间和预期上升到目标电流峰值的第二持续时间进行比较；利用比较结果调整参考电压；当主绕组电流所对应的电压高于参考电压时，控制连接在变压器主绕组侧的功率管的栅极使之关断。
图16是本发明实施例AC-DC调节器的示意图。所述AC-DC调节器包括电压转电流模块和电流峰值校正模块；所述电压转电流模块，用于将检测到的辅助电压转换为辅助电流，并将所述辅助电流提供给电流峰值校正模块；所述电流峰值校正模块对所述辅助电流积分，用积分电压来表征电感电流的大小；所述电流峰值校正模块还用于产生时间差，所述时间差为所述主绕组电感电流达到目标峰值时刻与所述主绕组电感电流上升到最终峰值时刻的时间差；所述AC-DC调节器根据所述积分电压以及时间差控制主绕组电感电流的最终峰值大小。
优选地，所述电流峰值校正模块包括积分器、最终峰值时间探测器、时间延迟环路DLL，所述积分器用于对所述辅助电流进行积分，从而消除非线性误差，并将电感电流达到目标峰值时刻提供给所述时间延迟环路DLL，所述最终峰值时间探测器用于探测电感电流上升到最终峰值的时刻，并将其提供给所述时间延迟环路DLL，所述时间延迟环路DLL根据所述电感电流达到目标峰值时刻与所述电感电流上升到最终峰值时刻得到所述时间差。
优选地，所述电流峰值校正模块包括电荷泵，用于根据所述时间差进行充电或者放电以改变所述主绕组电感峰值电流大小。
只要所述时间差不等于零，所述电荷泵就会一直不定地根据所述时间差进行充电或者放电以改变所述主绕组峰值电流，而所述主绕组峰值电流时刻则会影响时间差，最终会导致所述时间差趋向于零。当所述时间差为零时，所述的主绕组峰值电流将保持恒定并且大小等于目标值，此时，系统处于锁定状态；而次级输出电流是正比于所述主绕组峰值电流的平方值，因此该输出电流就是恒定的。
本发明实施例使用积分器积分辅助电流，消除电感电流非线性误差；根据所述时间差控制主绕组电感电流峰值的大小，最终使得所述时间差为零，消除寄生的关断延迟误差；实现了产品间的高精度恒流输出。
最后所应说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的精神和范围。
Claims (15)
1.一种恒流输出的AC-DC调节器，包括变压器和连接在变压器主绕组侧的功率管；其中，当主绕组电流所对应的电压高于参考电压时，控制功率管的栅极使之关断；其特征在于还包括积分器，用于对由主绕组电流耦合到的第一辅助电流进行第一积分得到第一积分增量，对由主绕组电流耦合到的第二辅助电流在基准电流对应的第三持续时间内进行第二积分得到第二积分增量，并基于第一积分增量和第二积分增量得到预期上升到目标电流峰值的第二持续时间；延迟锁定环，对主绕组电流上升到峰值的第一持续时间和预期上升到目标电流峰值的第二持续时间进行比较；参考电压调整电路，利用比较结果调整参考电压。
2.如权利要求1所述的恒流输出的AC-DC调节器，其中包括第一比较器，将主绕组电流和基准电流进行比较，当主绕组电流增加一段基准电流的情况下，输出所述第三持续时间。
3.如权利要求1所述的恒流输出的AC-DC调节器，其中积分器包括利用第一辅助电流对第一电容放电的第一电流源和利用第二辅助电流按第三持续时间对第一电容充电的第二电流源；还包括场效应管，场效应管在对第一电容放电到预定阈值时由导通变为关断并且由此确定第二持续时间。
4.如权利要求1所述的恒流输出的AC-DC调节器，其中包括峰值时间探测器，用于探测主绕组电流上升到峰值的第一持续时间。
5.如权利要求4所述的恒流输出的AC-DC调节器，其中峰值时间探测器包括RS触发器，当探测由主绕组电流耦合到的辅助电流降为零时，将该辅助电流零值转换成逻辑高电平输入所述RS触发器的置位端，所述RS触发器的/Q端输出低电平，实现所述峰值时间的检测。
6.如权利要求1所述的恒流输出的AC-DC调节器，其中包括电荷泵，所述比较结果是电压信号，所述电荷泵将电压信号转换为电流信号。
7.如权利要求6所述的恒流输出的AC-DC调节器，其中所述比较结果包括升信号和降信号，所述电荷泵包括在升信号的控制下对第二电容进行放电的第五电流源和在降信号的控制下对第二电容进行充电的第六电流源；第五电流源和第六电流源提供同样数值的电流；所述电荷泵还包括场效应管，场效应管的栅极连接至第二电容，将电容的电压转换为所述电流信号。
8.如权利要求7所述的恒流输出的AC-DC调节器，其中所述参考电压调整电路包括缓冲器，原始参考电压输入缓冲器的输入端，缓冲器的输出端连接第二电阻的一端，第二电阻流过所述由电压信号转换而来的电流信号；第二电阻的另一端提供所述参考电压。
9.如权利要求7所述的恒流输出的AC-DC调节器，其中所述参考电压调整电路包括具有第一分支和第二分支的电流镜，第一分支上连接电流源，第二分支上连接有第三电阻，经第三电阻的一端提供流过所述由电压信号转换而来的电流信号的支路并且提供参考电压。
10.如权利要求1所述的恒流输出的AC-DC调节器，其中延迟锁定环包括第一D触发器和第二D触发器，分别以第一持续时间和第二持续时间对应的脉冲为控制时钟；第一D触发器的第一输出端和第二D触发器的第二输出端分别输入第一与门；第一D触发器的第二输出端和第二D触发器的第一输出端分别输入第二与门；第一D触发器的第一输出端和第二D触发器的第一输出端分别输入与非门；与非门的输出控制第一触发器和第二触发器的清零端；第一与门和第二与门分别提供的输出信号构成比较结果。
11.如权利要求1所述的恒流输出的AC-DC调节器，其中包括第四电阻，功率管的源极经第四电阻接地，功率管的漏极连接到主绕组背离输入电压的一端。
12.如权利要求11所述的恒流输出的AC-DC调节器，其中包括第二比较器，第四电阻两端的电压是所述主绕组电流所对应的电压，第二比较器将该电压和参考电压进行比较，确定第二比较结果；基于第二比较结果控制功率管的栅极使之关断。
13.如权利要求11所述的恒流输出的AC-DC调节器，其中包括第二RS触发器和驱动器，第二RS触发器利用第二比较结果置位RS触发器，第二RS触发器的/Q输出端输出信号给驱动器；驱动器由此控制功率管的栅极。
14.如权利要求11所述的恒流输出的AC-DC调节器，其中还包括辅助绕组，用于和主绕组耦合；和电压转电流电路，用于产生第一辅助电流和第二辅助电流。
15.一种恒流输出的AC-DC调节方法，所述方法包括对由主绕组电流耦合到的第一辅助电流进行第一积分得到第一积分增量，对由主绕组电流耦合到的第二辅助电流在和基准电流对应的第三持续时间内进行第二积分得到第二积分增量，并基于第一积分增量和第二积分增量得到预期上升到目标电流峰值的第二持续时间；对和主绕组电流上升到峰值的第一持续时间和预期上升到目标电流峰值的第二持续时间进行比较；利用比较结果调整参考电压；当主绕组电流所对应的电压高于参考电压时，控制连接在变压器主绕组侧的功率管的栅极使之关断。
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