CN102931831B - 电荷泵浦 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种根据相位比较信号而于控制节点输出电流的电荷泵浦。此电荷泵浦包含：第一电流源组，设置于第一电压端点与控制节点间，其根据相位比较信号而于控制节点输出第一切换电流；以及第二电流源组，设置于控制节点与第二电压端点间，第二电流源组包含：第一子切换电流产生电路，电连接于控制节点与第二电压端点，其因应相位比较信号而产生第一子切换电流；第二子切换电流产生电路，电连接于控制节点与第二电压端点，其因应相位比较信号而产生第二子切换电流；以及选择电路，电连接于第一子切换电流产生电路与第二子切换电流产生电路，其根据控制节点的电压电平而选择于控制节点输出第一子切换电流或第二子切换电流。

Description

电荷泵浦

技术领域

本发明涉及一种电荷泵浦，特别是涉及一种因应控制节点的电压电平变化而改变所输出的电流的电荷泵浦。

背景技术

请参见图1，其为现有技术所提供的锁相回路的示意图。此锁相回路10主要包含了相位检测器101、电荷泵浦(chargepump，CP)103、低通滤波器(LowPassFilter，LF)105与电压控制振荡器(VoltageControlOscillator，VCO)107，另外，还可以选择性的搭配分频器109使用。锁相回路10的基本原理是，比较由分频器109所输出的分频信号V_div与输入信号V_in的相位差，并根据相位差的比较结果，而调整电压控制振荡器107的输出信号V_out的频率f_out。理想上，经分频后的输出信号V_out(即，分频信号V_div)应与输入信号V_in一致。

更进一步探究锁相回路10内的各个元件，与对应产生的信号之间的关系可以得知：

电压控制振荡器107所输出的输出信号(V_out)的相位与输出频率分别为θ_out、f_out。在锁相回路10的回授路径上，可以利用分频器109对输出信号V_out进行分频，经由分频后得出的分频信号V_div的频率与相位分别为f_div与θ_div。此外，锁相回路10由外部输入的输入信号V_in所对应的相位为θ_in。

再者，相位检测器101被用来比较分频信号的相位θ_div，与输入信号的相位θ_in而得到两者的相位差(θ_in-θ_div)，并利用此相位差得出一组输出至电荷泵浦103的相位比较信号(V_up、V_down)。相位比较信号(V_up、V_down)再经由电荷泵浦103，与低通滤波器105转换成电压形式的控制信号后，被用来调整电压控振荡器107所输出的输出信号V_out。

请参见图2a，其是由第一电流源组与第二电流源组所组成的电荷泵浦的示意图。电荷泵浦103中的第一电流源组103a包含第一电流源1031与第一切换开关1033，而第二电流源组103b则由第二电流源1032与第二切换开关1034所组成。

电荷泵浦103虽然分别利用第一电流源1031与第二电流源1032提供第一切换电流I_P与第二切换电流I_N，但这些切换电流是否实际导通，并通过控制节点S_cont对低通滤波器105进行充放电，仍需取决于所搭配使用的切换开关。其中第一切换开关1033与第二切换开关1034根据相位检测器101输出的第一相位比较信号V_up、第二相位比较信号V_down而对应开启。

请参见图2b，其是说明相位检测器输出的相位比较信号，相对应于电荷泵浦在其控制节点所输出的电流的时钟图。在此附图中，横轴代表时间t，而纵轴则分别代表相位比较信号(V_up、V_down)的电压变化，以及由电荷泵浦103输出的切换电流。

当相位检测器101输出第一相位比较信号V_up而使第一切换开关1033导通时，电荷泵浦103将输出第一切换电流I_P，并利用第一切换电流IP对低通滤波器105进行充电。也就是说，第一相位比较信号V_up产生的期间相当于第一切换电流I_P输出的期间，而这段期间也等同于电荷泵浦103对低通滤波器105进行充电的期间。

同样的，当相位检测器101输出第二相位比较信号V_down而使第二切换开关1034导通时，电荷泵浦103将输出第二切换电流I_N，并利用第二切换电流I_N对低通滤波器105进行放电。也就是说，第二相位比较信号V_down产生的期间相当于第二切换电流I_N输出的期间，而这段期间也等同于电荷泵浦103对低通滤波器105进行放电的期间。

承上所述，第一切换电流I_P与第二切换电流I_N的输出组合I_CP形成对后端的低通滤波器进行充放与否的相位比较信号。通常在实现电荷泵浦103时，会以P型金属氧化物半导体晶体管(p-channelmetal-oxide-semiconductor，简称为PMOS)的组合实现第一电流源组103a，并以N型金属氧化物半导体晶体管(n-channelmetal-oxide-semiconductor，简称为NMOS)的组合实现第二电流源组103b。

理想中，第一电流源组103a与第二电流源组103b对低通滤波器的105充放电的影响应该彼此对称而可抵销，但是这两种类型的电晶体的特性并非全然对称而存在差异，可能导致充放电电流的电流值，并非完全相等的情形，亦即，在电荷泵浦103的控制节点S_cont上，输出第一切换电流I_P，与第二切换电流I_N的电流值并不一致的现象。

在PMOS与NMOS本身特性并不相同的情况下，实际由第一电流源组103a内的PMOS产生的第一切换电流I_P、由第二电流源组103b内的NMOS产生的第二切换电流I_N并不一定匹配，这也将连带使锁相回路10在使用时不甚理想，因此本发明便以此为目标而提出电荷泵浦的改善设计。

发明内容

本发明为一种电荷泵浦，根据一相位比较信号而于一控制节点输出一电流，该电荷泵浦包含：一第一电流源组，设置于一第一电压端点与该控制节点间，其是根据该相位比较信号而于该控制节点输出一第一切换电流；以及一第二电流源组，设置于该控制节点与一第二电压端点间，该第二电流源组包含：一第一子切换电流产生电路，电连接于该控制节点与该第二电压端点，其因应该相位比较信号而产生一第一子切换电流；一第二子切换电流产生电路，电连接于该控制节点与该第二电压端点，其因应该相位比较信号而产生一第二子切换电流；以及一选择电路，电连接于该第一子切换电流产生电路与该第二子切换电流产生电路，其根据该控制节点的电压电平而选择于该控制节点输出该第一子切换电流或该第二子切换电流。

为使本发明的上述和其他目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举较佳实施例，并结合附图详细说明如下。

附图说明

藉由下列附图及说明，可使得对本发明有更深入的了解：

图1，其为现有技术所提供的锁相回路的示意图。

图2a，其是由第一电流源组与第二电流源组所组成的电荷泵浦的示意图。

图2b，其是说明相位检测器输出的判断信号，相对应于电荷泵浦在其控制节点所输出的电流的时钟图。

图3a，其是NMOS的导通电流对应于源极、漏极的跨压变化的特性曲线。

图3b，其是以电荷泵浦内的PMOS与NMOS所提供的切换电流相对于控制信号的电压电平变化的关系图。

图4a，其是本发明所提出的电荷泵浦的较佳实施例的功能方块示意图。

图4b，其是本发明所提出的较佳实施例中，通过比较器实现电荷泵浦的第二电流源组的示意图。

图5a，其是根据本发明构想而实现选择电路的示意图。

图5b，其是采用图5a的连线的选择电路设计，因应控制节点的电压电平与参考偏压之间的大小关系，与控制单元内部的节点的电压电平与半导体开关元件的开启状态列表。

图6，其是根据本发明的构想所采用的较佳实施例中，实现第二子切换电流产生电路的示意图。

图7a，其是本发明所举的较佳实施例在电荷泵浦上的控制节点，在其电压电平小于参考偏压时，选择由第一子切换电流产生电路输出第一子切换电流的示意图。

图7b，其是本发明所举的较佳实施例在电荷泵浦上的控制节点，在其电压电平大于参考偏压时，选择由第二子切换电流产生电路输出第二子切换电流的示意图。

图8，其是本发明所提出的较佳实施例中，实现第二子切换电流产生电路后，第一子切换电流与第二子切换电流的电流值与输出电压的关系图。

附图符号说明

附图中所包含的各元件列示如下：

相位检测器101

电荷泵浦103、30

低通滤波器105

电压控制振荡器107

分频器109

锁相回路10

第一电流源组103a、31

第二电流源组103b、32

第一电流源1031

第二电流源1032

第一切换开关1033

第二切换开关1034

第一子切换电流产生电路321

第二子切换电流产生电路322

选择电路323

第一子开关单元321a

第二子开关单元322a

第一子电流源321b

第二子电流源322b

比较单元323a

控制单元323b

反向器323c

第一控制区块3231

第二控制区块3232

第一半导体开关元件3201

第二半导体开关元件3202

第三半导体开关元件3203

第四半导体开关元件3204

第五半导体开关元件3205

第六半导体开关元件3206

第七半导体开关元件3207

第八半导体开关元件3208

放大器3221

具体实施方式

由于频宽(K)、相位边限(phasemargin)和阻尼因子(dampingfactor)等等系统参数，决定了锁相回路整个系统的抖动(jitter)和稳定度(stability)。也因此，这些参数经常被用来评估锁相回路的优劣。

在设计锁相回路时，低通滤波器的频宽K通常会被设计成为小于、等于输入信号V_in的频率的十分之一。再者，输出信号V_out可以利用不同的输入信号V_in，与分频系数M的组合来完成。举例来说，若希望锁相回路产生频率为1GHz的输出信号V_out时，可以选择以分频系数M＝100搭配输入信号的频率为10MHz的方式，也可以选择以分频系数M＝50搭配输入信号的频率为20MHz的方式来提供。

换言之，输出信号V_out可能受到到输入信号V_in与分频系数M的影响，而输入信号V_in与低通滤波器的频宽K之间又有比例关系的考量。

此外，由于低通滤波器的频宽K，与电荷泵浦产生于控制节点S_cont上的充放电电流I_CP成正比，当充放电电流I_CP的电流值越高时，低通滤波器的频宽K也随之增加。另一方面，由于低通滤波器的频宽K，与分频器的分频系数M成反比，因此可以归纳出低通滤波器的频宽K正比于I_CP/M的关系式。

在考量锁相回路的稳定度的情况下，实际操作锁相回路时，需要维持低通滤波器的频宽K，然而输出信号V_out的频率又需要经常被调整，代表分频器的分频系数M也需要被对应的调整，才能维持低通滤波器的频宽K。由低通滤波器的频宽K正比于I_CP/M的关系式可以得知，一旦调整分频器的分频系数M，代表电荷泵浦产生于控制节点S_cont的充放电电流I_CP的大小也需要调整，方能维持低通滤波器的频宽K不变。

亦即，在设计锁相回路时，可以利用电荷泵浦产生的充放电电流I_CP来补偿因为分频系数M的调整而对频宽K造成的影响。例如：若分频系数M越高、电荷泵浦提供的充放电电流I_CP也越高时，频宽K就可以维持固定；若分频系数M越小、电荷泵浦的充放电电流I_CP也越小时，低通滤波器的频宽K也可以维持固定。

举例来说：假设分频系数M的范围介于0～100，设计时便需从中选择可以让相对应的频宽K的值为10的参数。由于在动态操作锁相回路时，分频系数M的数值会被调整，为了避免频宽K受到分频系数M的改变而变化，所以利用电荷泵浦产生的充放电电流I_CP对分频系数M的变化进行相对应的补偿。

承上所述，由于锁相回路的输出信号V_out的频率会调整，连带使分频系数M需要被调整，在维持频宽K不变动的考量下，便需要动态的调整电荷泵浦所产生的充放电电流I_CP。因此，充放电电流I_CP的可调整范围越大时，相当于分频系数M，与频宽K的数值可以调整的弹性也越大。

由于电荷泵浦的充放电电流I_CP需要被用来调整受到分频系数影响下的频宽K的影响，因此流经电荷泵浦的充放电电流I_CP是否可以稳定的变化便成为一个重要的议题。

参看图2a可以得知，对PMOS来说，第一电压端点V₁的电压电平与控制节点S_cont的电压电平的第一电压压差ΔV₁相当于PMOS的源极与漏极之间的跨压v_DS，P；同理，对于NMOS来说，第二电压端点V₂的电压电平与控制节点S_cont的电压电平的第二电压压差ΔV₂相当于NMOS的源极与漏极之间的跨压v_DS，N。

由于第一电压端点V₁的电压电平(假设为电压源V_dd)，与第二电压端点V₂的电压电平(假设为接地V_GND)为固定，因此控制节点S_cont的电压电平若发生变化时，将连带影响第一电压压差ΔV₁，与第二电压压差ΔV₂的值，以及其所对应的PMOS的源极与漏极之间的跨压、NMOS的源极与漏极的之间的跨压。

承上所述，当电荷泵浦在控制节点S_cont上的电压电平产生变化时，将连带影响PMOS的源极与漏极之间的跨压、NMOS的源极与漏极之间的跨压。

请参见图3a，其是NMOS的导通电流对应于源极、漏极的跨压变化的特性曲线。对NMOS而言，当栅极、漏极的压差小于临界电压(即，v_GD-N＜V_t-N)时，NMOS的运作处于截止区(cutoffregion)。

另一方面，当NMOS的栅极、漏极的压差大于临界电压(即，v_GD-N＞V_t-N)时，则根据源极、漏极之间的跨压，以及栅极、源极之间的压差、临界电压的关系式而可能进入三极区(trioderegion)或饱和区(saturationregion)。以下说明NMOS这两种区域中，产生导通电流时，导通电流与电极之间的跨压的对应关系。

首先，若NMOS的源极、漏极之间的跨压v_DS-N，以及栅极、源极之间的压差v_GS-N、临界电压V_t-N之间满足v_DS-N＜(v_GS-N-V_t-N)的关系式时，NMOS处于三极区，在此种状态下，NMOS所导通的电流可以如下方程式表示：

i_D-N＝k[2(v_GS-N-V_t-N)v_DS-N-v_DS-N ²]。

其次，若NMOS的源极、漏极之间的跨压v_DS-N，以及栅极、源极之间的压差v_GS-N、临界电压V_t-N之间满足v_DS-N≥(v_GS-N-V_t-N)的关系式时，NMOS的运作方式处于饱和区，在此种状态下，NMOS所导通的电流可以如下方程式表示：

i_D-N＝k(v_GS-N-V_-Nt)²(1+λ_DS-N)。

依据前述说明，当NMOS的源极、漏极之间的跨压v_DS-N很小时，NMOS所导通的电流i_D与v_DS-N成正比，亦与(v_GS-N-V_t-N)成正比，而呈现如图3a在三级区的线性关系；当v_DS-N逐渐增加至一定程度时，v_DS-N的变化并不会影响NMOS导通的电流i_D，因此在NMOS所导通的电流将i_D呈现如图3a在饱和区的水平线分布。

也就是说，对NMOS而言，其源极、漏极之间的跨压会影响i_D的电流值。同样的，对PMOS而言，源极、漏极之间的跨压也会影响i_D的电流值，并影响其运作区域，此处因与NMOS相类似而不再赘述。

根据前述对电荷泵浦的控制节点S_cont的电压电平说明，以及对NMOS、PMOS在导通时的电流关系式，可以看出以下的现象：

当电荷泵浦的控制节点S_cont上的电压电平逐渐升高时，代表第一电压压差ΔV₁逐渐变小、第二电压压差ΔV₁逐渐变大。亦即，PMOS的源极与漏极之间的跨压逐渐变小、NMOS的源极与漏极之间的跨压逐渐变大。

对PMOS而言，一旦源极、漏极之间的跨压V_DS逐渐变小，并变小至一定程度时，代表PMOS将由饱和区进入三极区。一旦PMOS的运作模式由饱和区进入三极区的运作状态时，流经PMOS的电流I_P的电流值也将随之减少，甚至因此而关闭PMOS(进入截止状态)；对NMOS来说，一旦源极、漏极之间的跨压(V_DS)逐渐变大而至一定程度时，代表NMOS的运作区域可能由三极区进入饱和区，使得流经NMOS的电流I_N的电流值随之增加。

请参见图3b，其是以电荷泵浦内的PMOS与NMOS所提供的切换电流相对于控制信号的电压电平变化的关系图。由此图中可以看出，当控制节点S_cont的电压电平刚开始由0伏特逐渐增加时，第一切换电流I_P与第二切换电流I_N均伴随着控制节点S_cont的电压电平的增加而增加。

一旦控制节点S_cont的电压电平V_cont持续增加，并达到一定程度时(如：0.9伏特)，PMOS产生的第一切换电流I_P随着电压变高时，会发生反转向下的情形；但是对NMOS来说，当控制节点S_cont的电压电平V_cont增加时，代表NMOS的V_ds跨压增加，因此NMOS仍然持续保持开启状态，因此其导通时的第二切换电流I_N仍持续增加。

因此，若将第一切换电流I_P与第二切换电流I_N进行加总时，将可看到如图3b所示的，流出于电荷泵浦的净电流在控制节点S_cont的电压电平小于0.9伏特时，其电流值趋近于0。反之，一旦控制节点S_cont的电压电平大于0.9伏特时，由于第一切换电流I_P的电流值不足以抵销第二切换电流I_N的电流值，导致第一切换电流I_P与第二切换电流I_N的加总形成的净充放电电流I_CP将急速增加。

需注意的是，此处的切换电流的电流总和需考虑电流的方向性，由于第一切换电流I_p的流向与第二切换电流I_N的流向为反向，因此两者的总和(即，电荷泵浦实际输出于控制节点S_cont的电流值)相当于二者电流值的绝对值的差值。

归纳前述说明可以发现，控制节点S_cont的电压电平V_cont越高时，输出信号的频率f_out就越高；分频系数M越高，则输出信号的频率f_out也越高。也因此，可以推论出分频系数M越高时，控制节点S_cont的电压电平V_cont也越高的关系式。

此外，由于控制节点S_cont的电压电平V_cont对于充放电电流也会产生影响，理论上，分频系数M越大时，充放电电流I_CP的电流值也越高。然而，当控制节点S_cont的电压电平V_cont大于一定程度时，可能因为PMOS、NMOS的不匹配，而使充放电电流I_CP的总和不为0，导致锁相回路在控制节点S_cont的电压电平V_cont大于一定程度时，便无法正常运作，这也使得分频系数M的可调整范围受到限制。为此，本发明便提供了一种让电荷泵浦产生的净充放电电流I_CP，保持稳定而不受电压电平变化而影响的作法。

简言之，本发明的构想是增加电荷泵浦在因应控制节点S_cont的电压电平V_cont变动时的运作范围，让输出节点上S_cont的净充放电电流I_CP在控制节点S_cont的电压电平V_cont较大时，也能维持为0的状态，不会因为PMOS被关闭而产生影响，进而让充放电电流I_CP的调整能更具有弹性，连带也让锁相回路在调整分频系数M时，频宽变化的容忍度得以提升。

请参见图4a，其系本发明所提出的电荷泵浦的较佳实施例的功能方块示意图。根据相位比较信号而于控制节点S_cont输出电流的电荷泵浦30包含：设置第一电压端点V₁与控制节点S_cont间的第一电流源组31，以及设置于控制节点S_cont与第二电压端点V₂间的第二电流源组32。通过来自相位检测器101的相位比较信号，选择性的利用第一电流源组31或第二电流源组32的一个，于控制节点S_cont产生对低通滤波器的充放电电流I_CP。

首先，第一电流源组31的结构类似图2a的电荷泵浦的上半部，由第一电流源(未绘示)与第一开关单元(未绘示)所组成。其中第一电流源电连接于第一电压端点V₁，并用来提供一个固定的电流(即，第一切换电流I_P)；而第一开关单元电连接于第一电流源与控制节点S_cont间，用以根据第一相位比较信号V_up而决定是否由第一电流源组31输出第一切换电流I_P。第一电流源组31是根据第一相位比较信号V_up而于控制节点S_cont输出第一切换电流I_P。

在此较佳实施例中，第二电流源组32的组成较第一电流源组31更多元，以图4a和4b为例，第二电流源组32包含了两个子切换电流产生电路321、322，以及一个选择电路323。以下说明第二电流源组32的内部构造。

首先，第一子切换电流产生电路321与第二子切换电流产生电路322均电连接在控制节点S_cont与第二电压端点V2间，前者因应控制节点S_cont的电压电平而产生第一子切换电流I_NO，后者则因应控制节点S_cont的电压电平而产生第二子切换电流I_NN。也就是说，控制节点S_cont的电压电平的变化，将连带影响第一子切换电流I_NO、第二子切换电流I_NN的产生与否。

此外，选择电路323则电连接于第一子切换电流产生电路321与第二子切换电流产生电路322，选择电路323的功用是根据控制节点S_cont的电压电平而选择于控制节点S_cont输出第一子切换电流I_NO或第二子切换电流I_NN。

选择电路323利用控制节点S_cont的电压电平，而选择输出第一子切换电流I_NO或第二子切换电流I_NN的依据，可能因为应用上的考量而变化，例如：利用控制节点S_cont的电压电平V_cont与第二电压端点V₂的电压压差、利用控制节点S_cont的电压电平V_cont与一比较电压电平之间的电压压差来选择在控制节点S_cont输出的电流等方式。以下的说明是以控制节点S_cont的电压电平V_cont与第二电压端点V₂之间的电压压差为例。

简言之，选择电路323的用途是选择在电荷泵浦30下方的电路中，应该由第一子切换电流产生电路321或由第二子切换电流产生电路322来输出电流至控制节点S_cont。而参考偏压V_dc的选择，可以通过模拟等方式得出，通常参考偏压V_dc的值可以是一个范围，例如：以电压源的电压电平V_dd与源、漏极的跨压V_sd的差值(V_dd-V_sd)作为参考偏压V_dc，其中的V_sd可以是V_sd可能的最小值。

请参见图4b，其是本发明所提出的较佳实施例中，通过比较器实现电荷泵浦的第二电流源组的示意图。此图进一步说明了第一子电流切换产生电路321、第二子电流切换产生电路322，以及选择电路323的内部构造。

第一子切换电流产生电路321包含：第一子开关单元321a与第一子电流源321b。其中第一子开关单元321a电连接于控制节点S_cont，并在控制节点S_cont的电压电平V_cont小于参考偏压V_dc时开启；而第一子电流源321b则电连接于第二电压端点V₂与第一子开关单元321a间，其于第一子开关单元321a开启时，提供第一子切换电流I_NO于控制节点S_cont。

提供第一子切换电流产生电路321的目的是，当控制节点S_cont的电压电平V_cont与第二电压端点V2的电压压差小于参考偏压V_dc时，选择电路323选择输出第一子切换电流I_NO。

第二子切换电流产生电路322包含：第二子开关单元322a与第二子电流源322b。其中第二子开关单元322a电连接于控制节点S_cont，并于控制节点S_cont的电压电平V_cont大于参考偏压V_dc时开启；而第二子电流源322b则电连接于第二电压端点V₂与第二子开关单元322a间，并于第二子开关单元322a开启时，提供第二子切换电流I_NN于控制节点S_cont。

提供第二子切换电流产生电路322的目的是，当控制节点S_cont的电压电平V_cont与第二电压端点V2的电压压差大于参考偏压V_dc时，选择电路323选择在控制节点S_cont输出第二子切换电流I_NN。

选择电路323主要包含电连接于控制节点S_cont的比较单元323a，以及电连接于第一子开关单元321a、第二子开关单元322a的控制单元323b。其中比较单元323a的两个输入端点分别连接至控制节点S_cont与参考偏压V_dc，根据两者的比较结果而输出电压比较信号V_cmp。控制单元323b在接收到电压比较信号V_cmp后，再据此而选择由第一子切换电流产生电路321提供第一子切换电流I_NO，或由第二子切换电流产生电路322提供第二子切换电流I_NN。

请参见图5a，其是根据本发明构想而实现选择电路的示意图。除了比较单元323a、控制单元323b外，选择电路323还可进一步包含电连接于比较单元323a与控制单元323b间的反向器323c，反向器323c被用来将电压比较信号V_cmp进行反向后得到V_cmp’，并将其输出至控制单元323b。

本发明因应控制节点S_cont上的电压电平V_cont变化，利用电压比较信号V_cmp与其补数V_cmp’分别对应启动不同的子切换电流产生电路。例如：

当控制节点S_cont的电压电平V_cont小于参考偏压V_dc时，电压比较信号V_cmp的电压电平为0伏特，代表电压比较信号V_cmp为逻辑0、其补数为逻辑1的状态，此时电荷泵浦30便产生第一子切换电流I_NO。

反之，当控制节点V_cont的电压大于参考偏压V_dc时，电压比较信号V_cmp的电压电平相当于V_dd，代表电压比较信号V_cmp为逻辑1、其补数为逻辑0的状态，此时电荷泵浦30便产生第二子切换电流I_NN。

根据所控制的子切换电流产生电路的不同，控制单元323b内部可以进一步划分为：电连接于比较单元323a与第一子切换电流产生电路321的第一控制区块3231，以及电连接于比较单元323a与第二子切换电流产生电路322的第二控制区块3232，其中前者用于选择产生第一子切换电流I_NO，后者用于选择产生第二子切换电流I_NN。

也就是说，控制单元323b在接收到电压比较信号V_cmp以及经过反相后的电压比较信号V_cmp’后，再据此而选择由第一子切换电流产生电路321提供第一子切换电流I_NO，或由第二子切换电流产生电路322提供第二子切换电流I_NN。

第一控制区块3231根据电压比较信号V_cmp而输出第一控制信号，藉此开启在第一子切换电流产生电路321内的第一子开关单元321a，并输出第一子切换电流I_NO；第二控制区块3232根据反向后的电压比较信号V_cmp’而输出第二控制信号，藉此开启在第二子切换电流产生电路322内的第二子开关单元322a，并输出第二子切换电流I_NN。

第一控制区块3231包含第一半导体开关元件3201与第二半导体开关元件3202，两者的栅极分别连接于反向后的电压比较信号V_cmp’与电压比较信号V_cmp。

其中第一半导体开关元件3201的两极分别电连接于第二相位比较信号V_down与第一子开关单元321a的栅极，当第一半导体开关元件3201开启并导通时，便将第二相位比较信号的电压电平，导通至第一子开关单元321a的栅极，进而提供第一子切换电流I_NO于控制节点S_cont上；而第二半导体开关元件3202的两极分别电连接于第一子开关单元321a的栅极与第二电压端点V₂，当第二半导体开关元件开启并导通时，便将第二电压端点V₂的电压电平(V_GND)导通至第一子开关单元321a的栅极，进而停止提供第一子切换电流I_NO于控制节点S_cont上。

第二控制区块3232的内部构造与第一控制区块3231的内部构造相当类似，第二控制区块3232由第三半导体开关元件3203以及第四半导体开关元件3204所组成，这两个半导体开关元件的栅极分别连接于电压比较信号V_cmp与反向后的电压比较信号V_cmp’。

其中第三半导体开关元件3203的两极分别电连接于第二相位比较信号V_down与第二子开关单元322a的栅极，当第三半导体开关元件3203开启并导通时，便将第二相位比较信号V_down的电压电平导通至第二子开关单元322a的栅极，进而提供第二子切换电流I_NN于控制节点上；而第四半导体开关元件3204的两极分别电连接于第二子开关单元322a的栅极，与第二电压端点V₂，当第四半导体开关元件3204开启并导通时，便将第二电压端点的电压电平(V_GND)导通至第二子开关单元322a的栅极，进而停止提供第二子切换电流I_NN于控制节点S_cont上。

由电压比较信号V_cmp所连接的方式来看，电压比较信号V_cmp被电连接至第二半导体开关元件3202与第三半导体开关元件3203，而反向后的电压比较信号V_cmp’则被电连接至第一半导体开关元件3201与第四半导体开关元件3204。

需注意的是，电压比较信号V_cmp或经由反向器323c反向后的电压比较信号V_cmp’所连接至第一控制区块3231或第二控制区块3232的方式并不需要限定，这是因为比较单元323a具有正、负两个输入端点，根据这些输入端点连接控制节点S_cont与参考偏压V_dc的顺序不同，比较单元323a所输出的电压比较信号V_cmp也可能改变。

请参见图5b，其采用图5a的连线的选择电路设计，因应控制节点的电压电平与参考偏压之间的大小关系，与控制单元内部的节点的电压电平，与半导体开关元件的开启状态列表。在此假设第二电压端点V2的电压电平为0伏特，而比较单元323a为一比较器，其正向输入端点连接至控制节点S_cont，负向输入端点则连接至参考偏压V_dc。在实际应用时，比较器的正向输入端点与负向输入端点的连接方式并不以此为限。

当控制节点S_cont的电压电平V_cont低于参考偏压V_dc时(即，V_cont＜V_dc)时，比较单元323a所输出的电压比较信号V_cmp的电压电平为0，其逻辑状态为0，而其反向后的逻辑状态(即其补数)为1。

对第一控制区块3231来说，由于第一半导体开关元件3201的栅极，电连接至反向后的电压比较信号V_cmp’，因此呈现开启状态；由于第二半导体开关元件3202的栅极连接至电压比较信号V_cmp，因此呈现关闭状态。也就是说，第二相位比较信号V_down的电压电平，将通过第一半导体开关元件3201的导通，而使第一节点S1的电压电平与第二相位比较信号V_down的电压电平相当。

对第二控制区块3232来说，由于第三半导体开关元件3203的栅极连接至电压比较信号V_cmp，因此呈现关闭状态；由于第四半导体开关元件3204的栅极连接至电压比较信号V_cmp的补数，因此呈现开启状态。也就是说，第二相位比较信号V_down的电压电平，将通过第四半导体开关元件3204的导通，而使第二节点S2的电压电平为第二电压端点V2的电压，即，0伏特。

综上所述，当控制节点S_cont的电压电平低于参考偏压V_dc时，第一节点S1的电压电平相当于第二相位比较信号V_down、第二节点S2的电压电平为0伏特，因此与第一节点S1电连接的第一子开关单元321a便因此而开启、与第二节点S2电连接的第二子开关单元322a便因此而关闭。这也代表了在此种状态下，第二电流源组32仅提供第一子切换电流I_NO而不提供第二子切换电流I_NN。

当控制节点S_cont的电压电平高于参考偏压V_dc时(即，V_cont＞V_dc)时，比较单元所输出的电压比较信号V_cmp的电压电平为V_dd，其逻辑状态为1，而经反向后的电压比较信号V_cmp’的逻辑状态为0。

对第一控制区块3231来说，由于第一半导体开关元件3201的栅极连接至逻辑状态为0的反向电压比较信号V_cmp’，因此呈现关闭状态；由于第二半导体开关元件3202的栅极连接至逻辑状态为1的电压比较信号V_cmp，因此呈现开启状态。也就是说，第二电压端点V2的电压电平(V_GND)将通过第二半导体开关元件3202的导通而使第一节点S1的电压电平为0伏特。

对第二控制区块3232来说，由于第三半导体开关元件3203的栅极，连接至逻辑状态为1的电压比较信号V_cmp，因此呈现开启状态；由于第四半导体开关元件3204的栅极，连接至逻辑状态为0的反向后的电压比较信号V_cmp’，因此呈现关闭状态。也就是说，第二相位比较信号V_down的电压电平，将通过第三半导体开关元件3203的导通，而使第二节点S2的电压电平，相当于第二相位比较信号V_down的电压电平。

综上所述，当控制节点S_cont的电压电平V_cont高于参考偏压V_dc时，第一节点S1的电压电平为0伏特、第二节点的电压电平为V_down，因此与第一节点S1电连接的第一子开关单元便因此而关闭、与第二节点S2电连接的第二子开关单元便因此而开启。这也代表了在此种状态下，第二电流源组32仅提供第二子切换电流I_NN，而不提供第一子切换电流I_NO。

请参见图6，其是根据本发明的构想所采用的较佳实施例中，实现第二子切换电流产生电路的示意图。在此图中，第二子切换电流产生电路322包含由四个半导体开关元件3205～3208所组成的电流镜，通过第二子开关单元322a将反射的参考电流导通至控制节点S_cont。

通过负回授的放大器3221，控制节点S_cont的电压电平V_cont将被传导至第五半导体开关元件3205的栅极，并将导通的电流，通过电流镜反射作为第二子切换电流I_NN使用。

以下利用图7a和7b分别说明控制节点S_cont的电压电平V_cont小于参考偏压V_dc时，以及控制节点S_cont的电压电平V_cont大于参考偏压V_dc时，在第二电流源组32内的半导体开关元件的开启、关闭状态，以及第二电流源组32内部节点电压变化的情形。

由于第二电流源组32内的半导体开关元件的状态，与节点的对应变化已于图5a和5b说明，此处仅简要说明本发明如何使第二电流源组32在不同状态下，在控制节点S_cont输出不同的电流。

请参见图7a，其是本发明所举的较佳实施例在电荷泵浦上的控制节点，在其电压电平小于参考偏压时，选择由第一子切换电流产生电路输出第一子切换电流的示意图。

当控制节点S_cont的电压电平V_cont小于参考偏压V_dc时，电压比较信号V_cmp输出为0伏特，与其电连接的第二半导体开关元件3202、第三半导体开关元件3203均因此而关闭。另一方面，经过反向后的电压比较信号V_cmp’的电压电平为V_dd，与其电连接的第一半导体开关元件3201、第四半导体开关元件3204均因此而开启。

承上所述，由于第一半导体开关元件3201与第四半导体开关元件3204均被开启并导通，前者将第二相位比较信号V_down导通至第一子切换电流产生电路321，后者将V_GND导通至第二子切换电流产生电路322。也就是说，第一子电流源321b所产生的第一子切换电流I_NO，将被输出至控制节点S_cont上，而第二子切换电流I_NN，并不会输出至控制节点S_cont。也因此，在图7a中，第二子切换电流产生电路322是以虚线表示，代表在此种状态下，第二子切换电流产生电路322并未提供电流至控制节点S_cont。

请参见图7b，其是本发明所举的较佳实施例在电荷泵浦上的控制节点，在其电压电平大于参考偏压时，选择由第二子切换电流产生电路输出第二子切换电流的示意图。

当控制节点S_cont的电压电平V_cont大于参考偏压V_dc时，电压比较信号输出为V_dd，与其电连接的第二半导体开关元件3202、第三半导体开关元件3203均开启。另一方面，由于反向后的电压比较信号V_cmp’为0伏特，与其电连接的第一半导体开关元件3201、第四半导体开关元件3204的栅极均被关闭而不导通。

承上所述，由于第二半导体开关元件3202与第三半导体开关元件3203均被开启，前者将V_GND导通至第一子切换电流产生电路321，后者则将第二相位比较信号V_down导通至第二子切换电流产生电路322。因此，第一子电流源321b所产生的第一子切换电流I_NO，并不会被输出至控制节点S_cont上，而第二子切换电流I_NN则被输出至控制节点S_cont。也因此，在图7b中，第一子切换电流产生电路321是以虚线表示，代表在此种状态下，第一子切换电流产生电路321并未提供电流。

由于PMOS与NMOS先天特性的不同，导致在电荷泵浦输出的净充放电电流不匹配的现象，而本发明所提出电荷泵浦设计，可以动态的依据控制节点S_cont的电压电平V_cont，选择性的调整放电电流的来源，而能改善当控制节点S_cont的电压电平V_cont偏高时，所导致的PMOS导通电流变小的情形。

换言之，当控制节点S_cont的电压电平V_cont变大时，实际在第二电流源组32所提供的放电电流的来源也对应改变，由原本自第一子切换电流产生电路321输出的第一子切换电流I_NO，改变成为自第二子切换电流产生电路322输出的第二子切换电流I_NN，因此可以改善在输出电压过高时，PMOS与NMOS的电流无法匹配的情形。

请参见图8，其是本发明所提出的较佳实施例中，实现第二子切换电流产生电路后，第一子切换电流与第二子切换电流的电流值与输出电压的关系图。

其中图8的第一部份说明了第一切换电流I_P、第一子切换电流I_NO与第二子切换电流I_NN的电流值对应于控制节点S_cont的电压电平变化关系。

就第一切换电流I_P而言，与图3b相类似，亦即，当控制节点S_cont的电压电平大于参考偏压V_dc时，第一切换电流I_P的电流值将发生反转向下的情形。

第一子切换电流产生电路321所提供的第一子切换电流I_NO则与图3b的第二切换电流I_N类似，当控制节点S_cont的电压电平V_cont大于参考偏压V_dc时，第一子切换电流I_NO的电流值仍将持续递增。

第二子切换电流产生电路322所提供的第二子切换电流I_NN则是在控制节点S_cont的电压电平逐渐变大的过程中，呈现逐步增加后、持续下滑的特性曲线。简单来说，本发明是利用第二子切换电流I_NN，来补偿第一子切换电流I_NO的电流值，藉以现有技术在控制节点S_cont的电压电平大于参考偏压V_dc时，PMOS与NMOS的不匹配的影响。

另一方面，图8的第二部份则说明了将第一切换电流I_P、第一子切换电流I_NO与第二子切换电流I_NN的电流加总后的净电流，对应于控制节点S_cont的电压电平V_cont变化关系。由于在NMOS端，提供了具有不同特性的第一子切换电流I_NO与第二子切换电流I_NN，两者分别在控制节点S_cont的电压小于参考偏压V_dc、大于参考偏压V_dc时提供输出电流。

易言之，当控制节点S_cont的电压电平小于参考偏压V_dc时，是由第一子切换电流产生电路321搭配第一电流组31使用，因此由电荷泵浦30所产生的净充放电电流I_CP，便相当于第一切换电流I_P，与第一子切换电流I_NO的加总，即，I_CP＝I_P+I_NO。

当控制节点S_cont的电压电平大于参考偏压V_dc时，是由第二子切换电流产生电路322搭配第一电流组31使用，因此由电荷泵浦30所产生的净充放电电流I_CP，便相当于第一切换电流I_P与第二子切换电流I_NN的加总，即，I_CP＝I_P+I_NN。

当锁相回路所输出的输出信号的频率越高时，电荷泵浦在控制节点S_cont上输出的充放电电流值也越高，此时电压控制振荡器的控制电压就越高。相当于利用第二相位比较信号V_down的电压电平的大小变化来回授、改变输入至电压控制振荡器的偏压。

构想是把NMOS的第二切换电流I_N变小，也就是在控制节点S_cont的电压V_cont大于参考偏压V_dc的时候，电流走的路径是另外一个，将两者结合在一起时，可以让锁相回路工作在一个频宽比较大的范围。

理想中，锁相回路的输出电压可以被锁定在一个频率，但是在锁定(tacking)的过程中，控制节点S_cont的电压电平V_cont仍可能发生改变，一旦控制节点S_cont的电压电平V_cont超过参考偏压V_dc时，则锁相回路的电路行为可能变得发散。

换言之，本发明提供了在控制节点S_cont的电压电平变异较大的情况下，维持净充放电电流的设计，藉此降低PMOS与NMOS的不匹配，所可能导致对输出信号V_out与分频系数M的连带影响。

依据本发明的构想，电荷泵浦上半部的PMOS所形成的电流与电荷泵浦下半部的NMOS所导通的电流的电流值的大小能够趋于一致，让净充放电电流I_CP即使在控制节点S_cont的电压电平变大时，仍趋近于0，也就是让净充放电电流I_CP的运作范围更加弹性。一旦净充放电电流I_CP的运作范围增加，除了改善锁相回路在控制节点S_cont的电压电平变大时因为无法锁定而发散得缺失外，也使分频系数M的调整不至于影响频宽K，而使锁相回路的运作更为理想。

虽然本发明已以较佳实施例揭示如上，然其并非用以限定本发明，本领域的技术人员，在不脱离本发明的精神和范围的前提下，可作若干的更动与润饰，因此本发明的保护范围是以本发明的权利要求为准。

Claims (9)

1.一种电荷泵浦，根据一相位比较信号而于一控制节点输出一电流，该电荷泵浦包含：

一第一电流源组，设置于一第一电压端点与该控制节点间，其根据该相位比较信号而于该控制节点输出一第一切换电流；以及

一第二电流源组，设置于该控制节点与一第二电压端点间，该第二电流源组包含：

一第一子切换电流产生电路，电连接于该控制节点与该第二电压端点，其根据该相位比较信号而产生一第一子切换电流；

一第二子切换电流产生电路，电连接于该控制节点与该第二电压端点，其根据该相位比较信号而产生一第二子切换电流；以及

一选择电路，电连接于该第一子切换电流产生电路与该第二子切换电流产生电路，其根据该控制节点的电压电平而选择于该控制节点输出该第一子切换电流或该第二子切换电流；

其中该第一子切换电流产生电路包含：

一第一子开关单元，电连接于该控制节点，其于该控制节点的电压电平小于一参考偏压时开启；以及

一第一子电流源，电连接于该第二电压端点与该第一子开关单元间，其在该第一子开关单元开启时提供该第一子切换电流于该控制节点上。

2.如权利要求1所述的电荷泵浦，其中该第一电流源组包含：

一第一开关单元，电连接于该控制节点，其根据该相位比较信号而开启；以及

一第一电流源，电连接于该第一电压端点及该第一开关单元，其在该第一开关单元开启时提供该第一切换电流于该控制节点上。

3.如权利要求1所述的电荷泵浦，其中该第二子切换电流产生电路包含：

一第二子开关单元，电连接于该控制节点，其于该控制节点的电压电平大于一参考偏压时开启；以及

一第二子电流源，电连接于该第二电压端点与该第二子开关单元间，其在该第二子开关单元开启时提供该第二子切换电流于该控制节点上。

4.如权利要求1所述的电荷泵浦，其根据该相位比较信号而选择由该第一电流源组或该第二电流源组输出该电流于该控制节点上。

5.如权利要求1所述的电荷泵浦，其中当该控制节点的电压电平与该第二电压端点的电压压差小于一参考偏压时，该选择电路启动该第一子切换电流产生电路而于该控制节点输出该第一子切换电流。

6.如权利要求1所述的电荷泵浦，其中当该控制节点的电压电平与该第二电压端点的电压压差大于一参考偏压时，该选择电路选择输出该第二子切换电流。

7.如权利要求1所述的电荷泵浦，其中该选择电路包含：

一比较单元，电连接于该控制节点，其根据该控制节点的电压电平与一参考偏压的比较而输出一电压比较信号；以及

一控制单元，电连接于该比较单元、该第一子切换电流产生电路与该第二子切换电流产生电路，其根据该电压比较信号而选择由该第一子切换电流产生电路或由该第二子切换电流产生电路提供该电流。

8.如权利要求7所述的电荷泵浦，其中该选择电路还包含一反向器，电连接于该比较单元与该控制单元间，其将经反向的该电压比较信号输出至该控制单元。

9.如权利要求7所述的电荷泵浦，其中该控制单元包含：

一第一控制区块，电连接于该比较单元与该第一子切换电流产生电路，其根据该电压比较信号而输出一第一控制信号，藉此开启在该第一子切换电流产生电路内的一第一子开关单元而输出该第一子切换电流；以及

一第二控制区块，电连接于该比较单元与该第二子切换电流产生电路，其根据该电压比较信号而输出一第二控制信号，藉此开启在该第二子切换电流产生电路内的一第二子开关单元而输出该第二子切换电流。