CN102915454B - 一种超高频rfid读写器载波抵消方法和抵消电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种超高频RFID读写器载波抵消方法和抵消电路。本发明的抵消方法包括以下步骤：抵消信号保持在一个固定的幅度，在360度范围内步进进行角度遍历，当抵消信号和干扰信号的相加的信号幅度最小时，获得较佳相位角；在较佳相位角上，按设定的幅度步进值，进行幅度遍历，当抵消信号和干扰信号的相加的信号幅度最小时，获得较佳抵消点；在较佳抵消点周围按设定的范围，以设定的步进值进行遍历，当抵消信号和干扰信号相加信号幅度最小时，获得抵消的最佳抵消点。本发明的抵消电路均由通用的射频电路元件组成，相对于集成读写器芯片，具有更低的成本。本发明的抵消方法完成改抵消方法可以节省抵消时间，提高读取速率。

Description

一种超高频RFID读写器载波抵消方法和抵消电路

[技术领域]

本发明涉及超高频RFID读写器，尤其涉及一种超高频RFID读写器载波抵消方法和抵消电路。

[背景技术]

在超高频射频识别读写器的工作过程中，电子标签向读写器返回信号时，读写器还需发射载波信号向电子标签提供能量。由于发射的载波信号远大于标签返回信号，如图1所示的传统超高频射频识别读写器电路，在发射与接收电路之间一般加入隔离器件。隔离器件通常选择环形器或定向耦合器。发射信号经过隔离器后仍然有部分信号泄漏到接收电路，同时天线反射的信号也进入了接收电路，这两部分信号过大会使接收器件饱和，影响标签信号的接收质量。

最近几年，有国外厂家采用了载波抵消的方法，产生一个和泄漏载波等幅反相的信号和泄漏载波相加，以消除干扰接收的载波信号，对标签返回的信号没有影响。采用载波抵消电路的典型案例是Impinj的R2000集成读写器芯片，同时，Impinj也公布了载波抵消的软件控制方法。如图2所示，该方法芯片内部电路所产生的抵消信号由I和Q两路模拟量控制。在I和Q组成的坐标系中，各点到原点的距离代表信号幅度，和正水平轴的夹角代表信号的相位角。该方法首先以较大的步进值（如图2中所示的每步4单位）在I和Q的全域范围内进行扫描，寻找一个干扰信号最小点，再在此最小点周围以较小的步进值（图中1单位）进行扫描，找到最佳点即为最终抵消的最佳点。

图1所示的传统超高频射频识别读写器电路由于接收器受到干扰，信号接收灵敏度会下降，影响电子标签的读取性能；采用Impinj R2000读写器芯片的读写器，成本比较高。载波控制方法的关键点一是抵消的准确性，即是否找到的是最佳点；二是算法的效率，在一些环境变化较快的场合，几乎每个频点的每次读卡都需要重新进行抵消，抵消算法执行的时间太长势必影响整体识别速率。以图2所示的算法为例，其总共扫描点数为57点。每进行一个点的扫描，要等待DAC输出稳定、幅度和相位调整电路工作稳定、加法器工作稳定以及ADC稳定等一系列的电路稳定过程，需要占用时间开销较大，影响读卡速度。

[发明内容]

本发明要解决的技术问题是提供一种抵消效果好，成本低的超高频RFID读写器载波抵消电路。

本发明另一个要解决的技术问题是提供一种抵消准确性好，效率高的超高频RFID读写器载波抵消方法。

为了解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是，一种超高频RFID读写器载波抵消方法，包括以下步骤：

101）抵消信号保持在一个固定的幅度，以一个设定的相位步进角，在360度范围内步进进行角度遍历，当抵消信号和干扰信号的相加的信号幅度最小时，获得较佳相位角；

102）在较佳相位角上，按设定的幅度步进值，在最小幅度和最大幅度之间步进进行幅度遍历，当抵消信号和干扰信号的相加的信号幅度最小时，获得较佳抵消点；

103）在较佳抵消点周围按设定的范围，以设定的步进值进行遍历，当抵消信号和干扰信号相加信号幅度最小时，获得抵消的最佳抵消点。

以上所述的超高频RFID读写器载波抵消方法，在步骤103中的遍历方式为矩阵遍历，所设定的范围小于相位步进角和幅度步进值所包围的范围。

以上所述的超高频RFID读写器载波抵消方法，所述的矩阵是以较佳抵消点为中心的9点方形矩阵。

一种实现上述方法抵消电路的技术方案，包括基带及控制电路、PLL本振信号发生单元、IQ解调器、射频信号发生电路、隔离器、定向耦合器、矢量调节器、合路器、模数转换器、输出功率检测电路、泄漏功率检测电路天线，基带及控制电路处理数字信号和基带模拟信号，调控制其它电路和器件；PLL本振信号发生单元将本振信号分为两路分别输送射频信号发生电路和IQ调制器；射频信号发生电路接收基带及控制电路输出的基带调制信号和PLL本振信号发生单元的本振信号，实现信号上变频调制、可调增益放大和功率放大，输出射频信号；定向耦合器从射频信号发生电路输出的射频信号中耦合部分信号提供给矢量调制器；输出功率检测电路检测定向耦合器耦合端输出的射频功率，输出模拟信号，接入到基带及控制单元；矢量调制器接收定向耦合器输入的射频信号，进行矢量调制，改变射频信号的相位和/或幅度；模数转换器由基带及控制电路控制向矢量调制器输出同相和正交两路模拟信号；隔离器对发送信号的接收信号进行隔离；加法器将隔离器的输出信号和矢量调制器的输出信号相加后，向IQ解调器输出；泄漏功率检测电路检测加法器的输出信号功率大小，输出信号接入到基带及控制单元；IQ解调器进行标签返回信号的下变频解调，向基带及控制电路输出标签返回信息的基带模拟信号。

以上所述的抵消电路，所述的射频信号发生电路包括调制器、可调增益放大器和功率放大器，调制器实现信号上变频调制，接收基带及控制电路输出基带调制信号和PLL本振信号发生单元的本振信号，输出已调射频信号；可调增益放大器调整已调射频信号的输出功率，功率放大器进行射频信号功率放大。

以上所述的抵消电路，射频信号由定向耦合器耦合部分功率的信号作为抵消信号的源信号，所述的源信号输入矢量调制器，矢量调制器对信号的幅度和相位进行调整，输出抵消信号；矢量调制器由同相和正交两路模拟信号控制，同相和正交两路模拟信号由基带及控制电路控制的模数转换器产生；定向耦合器的直通端输出接隔离器的输入脚，隔离器将功率信号输出到天线；标签返回信号由天线接收，并通过隔离器的返回脚输出；隔离器返回脚输出的还包括天线发射信号和载波泄漏信号；抵消信号和隔离器的返回信号接入合路器，相加后输出到IQ解调器，合路器输出同时接入泄漏功率检测电路，泄漏功率检测电路的输出结果反馈基带及控制电路，基带及控制电路调整控制矢量调制器的同相和正交两路信号，改变抵消信号的幅度和相位，直至和干扰信号相加后的功率达到最小值。

以上所述的抵消电路，矢量调制器的控制电压按下式获得：

$\begin{array}{c}I(G,\mathrm{\θ})=\mathrm{Vmi}+1.0V\frac{G}{G\max }\mathrm{Cos}\left(\mathrm{\θ}\right)\\ Q(G,\mathrm{\θ})=\mathrm{Vmq}+1.0V\frac{G}{G\max }\mathrm{Sin}\left(\mathrm{\θ}\right)\end{array}$

其中，θ为输出信号的相角，G为达到不同输出幅度需要达到的矢量调制器芯片转换增益，Gmax为矢量调制器芯片的最大转换增益，I和Q分别为同相控制电压和正交控制电压，Vmi和Vmq是矢量调制器输出最小信号时的同相电压值和正交电压值。

本发明超高频RFID读写器载波抵消电路能够产生一个和干扰载波幅度相等、相位相反的抵消信号，消除载波干扰。本发明的电路均由通用的射频电路元件组成，相对于集成读写器芯片，具有更低的成本。本发明超高频RFID读写器载波抵消方法完成改抵消方法比目前公开的抵消方法效率节省大约50%的时间开销。当读写器处于变化的环境中，需要每次读取前都进行载波抵消运算时，利用本发明的方法可以节省抵消时间，提高读取速率。

[附图说明]

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

图1是现有技术超高频RFID读写器载波抵消电路的原理框图。

图2是现有技术超高频RFID读写器载波抵消搜索方法的示意图。

图3是本发明实施例超高频RFID读写器载波抵消电路的原理框图。

图4是本发明实施例超高频RFID读写器载波抵消搜索方法的示意图。

图5是本发明实施例超高频RFID读写器载波抵消电路部分电路的电路图之一。

图6是本发明实施例超高频RFID读写器载波抵消电路部分电路的电路图之二。

[具体实施方式]

本发明实施例超高频RFID读写器载波抵消电路的组成如图3所示：

基带及控制电路：进行数字信号和基带模拟信号的处理，通过设定的程序协调控制其它各部分电路和器件；

PLL射频本振信号发生单元，并将本振信号分为两路，一路输送给调制器，另一路输出给IQ解调器；

调制器：用于实现信号上变频调制，由基带及控制电路向其输出基带调制信号，PLL射频本振信号发生单元向其输出本振信号，调制器向可调增益放大器输出已调信号；

可调增益放大器：用于调整射频信号的输出功率；

功率放大器：对已调信号进行射频信号功率放大；

定向耦合器：从功率放大输出的射频信号中耦合一小部分信号，提供给矢量调制器；同时，提供给矢量调制器的信号由输出功率检测器电路检测；

输出功率检测电路：检测定向耦合器的耦合端输出射频功率，反映整个读写器的输出功率大小；输出功率检测电路的输出为模拟信号，接入到基带及控制单元；

模数转换器（DAC）：由基带及控制电路控制，向矢量调制器输出同相和正交两路模拟控制信号

矢量调制器：可以将输入的射频信号，通过矢量调制的办法，改变相位和幅度；

隔离器：对发送信号的接收信号进行隔离，一般由环形器或定向耦合器组成；

加法器：将隔离器的输出信号和矢量调制器的输出信号相加后输送到IQ解调器；

泄漏功率检测电路：检测加法器输出信号功率大小，输出信号接入到基带及控制单元；

IQ解调器：进行标签返回信号的下变频解调，输出为标签返回信息的基带模拟信号，接入到基带及控制单元。

本发明实施例超高频RFID读写器载波抵消电路工作原理如下：

已调信号经过功率放大器放大后，由定向耦合器耦合一小部分功率的信号作为抵消信号的源信号。该源信号输入到矢量调制器，矢量调制器可以对信号的幅度和相位进行调整。矢量调制器由同相和正交两路模拟信号（I信号和Q信号）控制，模拟信号由基带控制软件控制的DAC产生。矢量调制器的输出即为抵消信号。

定向耦合器除了耦合少部分功率信号给矢量调制器外，其直通端输出接隔离器的输入脚，隔离器将功率信号输出到天线，标签返回信号被天线接收，也通过隔离器的返回脚输出。隔离器返回脚输出的还有天线发射信号和载波泄漏信号（统称干扰载波）。

抵消信号和隔离器的返回信号同时接入到合路器，进行相加，合路器输出到IQ解调器。合路器输出还接入泄漏功率检测电路。由于干扰载波的功率远大于标签返回信号的功率，泄漏功率检测电路的输出结果表征了干扰信号和抵消信号相加后的功率大小。这个结果反馈到基带及控制电路，基带及控制电路调整控制矢量调制器的I信号和Q信号，改变抵消信号的幅度和相位，直至和干扰信号相加后的功率打到最小值。

如图4所示，本发明实施例超高频RFID读写器载波抵消电路工作方法如下：

1.控制矢量调制器的I和Q两路信号的电压，首先让抵消信号保持在一个固定的幅度，以一个设定的相位步进角，在360度范围内步进进行角度遍历，当抵消信号和干扰信号的相加的信号幅度最小时，获得较佳相位角；

2.将相位角固定在较佳相位角上，按设定的幅度步进值，在最小幅度和最大幅度之间步进进行幅度遍历，当抵消信号和干扰信号的相加的信号幅度最小时，获得较佳抵消点；

3.在较佳抵消点周围按设定的范围，以设定的较小的电压步进值（相当于于较小的相们角和幅度）进行矩阵遍历，当抵消信号和干扰信号相加信号幅度最小时，获得抵消完成的最佳抵消点。

本发明实施例超高频RFID读写器载波抵消电路主要部分的具体组成如图5和图6所示：

在图5中，T4为10dB定向耦合器，型号XC0900P10S；U6是环形器，型号HYH504AZ ；U8是合路器，型号BP2C+；U26是矢量调制器，型号HMC630LP3；U27是不平衡—平衡转换器（相当于矢量调制器的外围电路），型号0900BL1800B100；

在图6中，U20是20 dB定向耦合器，型号HHM2602；U7是解调器，型号LT5575；U19是功率检测器，型号MAX4003。

功率放大器输出的射频信号输入到定向耦合器T4的1脚，通过T4后，大部分信号通过直通输出2脚输出到环形器U6的信号输入脚1脚，少部分耦合信号通过耦合脚3脚输出到U27，通过U27转换成平衡信号后输入到U26的射频输入脚。U6是环形器，其2脚连接天线，3脚是返回信号脚，3脚的输出信号和U26的9脚输出信号一起输入到合路器U8中进行加法运算，U8的输出接入20dB定向耦合器U20。U26的5脚和6脚是控制信号输入脚，由软件控制的DAC信号通过CLC滤波电路后接入到这两个脚。U20的直通输出脚3脚接入到解调器U7的RF信号输入脚，U20的耦合输出脚6脚接到由U19组成的功率检测电路中。U19的输出通过ADC转换成数字量后反馈到控制单元。

在本发明的实施例中，实现幅度和相位生成的是矢量调制器HMC630LP3，其I和Q电压值有如下关系式：

$\begin{array}{c}I(G,\mathrm{\θ})=\mathrm{Vmi}+1.0V\frac{G}{G\max }\mathrm{Cos}\left(\mathrm{\θ}\right)\\ Q(G,\mathrm{\θ})=\mathrm{Vmq}+1.0V\frac{G}{G\max }\mathrm{Sin}\left(\mathrm{\θ}\right)\end{array}$

式中，θ为输出信号的相角，G为矢量调制器芯片转换增益（与输出幅度相关），Gmax为矢量调制器芯片的最大转换增益；I和Q分别为同相和正交控制电压，Vmi和Vmq分别是矢量调制器输出最小信号时的电压值，在常温下900MHz频率时取1.5V，其它都是常量。要实现信号幅度不变，以G为常数，根据上式即可求得I，Q的值。其中正弦和余弦通过查表法获取。

读写器启动时，在6dBm等幅度圆上（读写器输出功率30dBm，输入到矢量调制器的功率是20dBm,设转换增益G为－14dB即输出6dBm），以20度的相位角为步进，计算I和Q的值，并把这18组值以数据表形式存下来。

在需要进行载波抵消时，按以下步骤进行：

打开功率输出，控制DAC分别按I和Q数据表中的数值进行设置，设置完毕等待信号稳定后，读取功率检测U19的反馈数据；

轮询18组I和Q的数值，找出其中一组数据，使功率检测U19的反馈最小，这一组数据即为相位较佳点，可以获得较佳相位角；

以保持较佳相位角不变，调整转换增益，分别以10dBm、3dBm和0dBm的幅度，计算I和Q的值，并分别按上述三个值设置DAC，读取功率检测U19的反馈数据，找出功率检测反馈最小的点就是相位和幅度较佳点；

以相位和幅度较佳点为中心，让I和Q的值在其周围以较小的步进（如0.01V，遍历范围明显小于相位步进角和幅度步进值所包围的范围）做3×3方形矩阵遍历，寻找这9个点中，U19功率检测的最小点。这一点上的I和Q值就是此时的载波抵消最佳值。

本发明以上实施例的超高频RFID读写器载波抵消电路能够产生一个和干扰载波幅度相等、相位相反的抵消信号，消除载波干扰。以上实施例电路均由通用的射频电路元件组成，相对于集成读写器芯片，具有更低的成本。依据本抵消电路控制方法，完成改抵消方法比目前公开的抵消方法效率节省大约50%的时间开销。当读写器处于变化的环境中时（包括大量标签在天线前的位置变化），需要每次读取前都进行载波抵消运算，利用以上实施例方法可以节省抵消时间，提高读取速率。

Claims (6)

1.一种超高频RFID读写器载波抵消方法，其特征在于，包括以下步骤：

101)抵消信号保持在一个固定的幅度，以一个设定的相位步进角，在360度范围内步进进行角度遍历，当抵消信号和干扰信号的相加的信号幅度最小时，获得较佳相位角；

102)在较佳相位角上，按设定的幅度步进值，在最小幅度和最大幅度之间步进进行幅度遍历，当抵消信号和干扰信号的相加的信号幅度最小时，获得较佳抵消点；

103)在较佳抵消点周围按设定的范围，以设定的步进值进行遍历，当抵消信号和干扰信号相加信号幅度最小时，获得抵消的最佳抵消点；所述的遍历方式为矩阵遍历，所设定的范围小于相位步进角和幅度步进值所包围的范围。

2.根据权利要求1所述的超高频RFID读写器载波抵消方法，其特征在于，所述矩阵遍历的矩阵是以较佳抵消点为中心的9点方形矩阵。

3.一种实现权利要求1所述方法的抵消电路，其特征在于，包括基带及控制电路、PLL本振信号发生单元、IQ解调器、射频信号发生电路、隔离器、定向耦合器、矢量调制器、合路器、模数转换器、输出功率检测电路和泄漏功率检测电路天线，基带及控制电路处理数字信号和基带模拟信号，协调控制其它电路和器件；PLL本振信号发生单元将本振信号分为两路分别输送射频信号发生电路和IQ解调器；射频信号发生电路接收基带及控制电路输出的基带调制信号和PLL本振信号发生单元的本振信号，实现信号上变频调制、可调增益放大和功率放大，输出射频信号；定向耦合器从射频信号发生电路输出的射频信号中耦合部分信号提供给矢量调制器；输出功率检测电路检测定向耦合器耦合端输出的射频功率，输出模拟信号，接入到基带及控制单元；矢量调制器接收定向耦合器输入的射频信号，进行矢量调制，改变射频信号的相位和/或幅度；模数转换器由基带及控制电路控制向矢量调制器输出同相和正交两路模拟信号；隔离器将发送信号与接收信号进行隔离；加法器将隔离器的输出信号和矢量调制器的输出信号相加后，向IQ解调器输出；泄漏功率检测电路检测加法器的输出信号功率大小，输出信号接入到基带及控制单元；IQ解调器进行标签返回信号的下变频解调，向基带及控制电路输出标签返回信息的基带模拟信号。

4.根据权利要求3所述的抵消电路，其特征在于，所述的射频信号发生电路包括调制器、可调增益放大器和功率放大器，调制器实现信号上变频调制，接收基带及控制电路输出基带调制信号和PLL本振信号发生单元的本振信号，输出已调射频信号；可调增益放大器调整已调射频信号的输出功率，功率放大器进行射频信号功率放大。

5.根据权利要求3所述的抵消电路，其特征在于，射频信号由定向耦合器耦合部分功率的信号作为抵消信号的源信号，所述的源信号输入矢量调制器，矢量调制器对信号的幅度和相位进行调整，输出抵消信号；矢量调制器由同相和正交两路模拟信号控制，同相和正交两路模拟信号由基带及控制电路控制的模数转换器产生；定向耦合器的直通端输出接隔离器的输入脚，隔离器将功率信号输出到天线；标签返回信号由天线接收，并通过隔离器的返回脚输出；隔离器返回脚输出的还包括天线发射信号和载波泄漏信号；抵消信号和隔离器的返回信号接入合路器，相加后输出到IQ解调器，合路器输出同时接入泄漏功率检测电路，泄漏功率检测电路的输出结果反馈基带及控制电路，基带及控制电路调整控制矢量调制器的同相和正交两路信号，改变抵消信号的幅度和相位，直至和干扰信号相加后的功率达到最小值。

6.根据权利要求3所述的抵消电路，其特征在于，矢量调制器的控制电压按下式获得：

$I(G,\mathrm{\θ})=\mathrm{Vmi}+1.0V\frac{G}{G\max }\mathrm{Cos}\left(\mathrm{\θ}\right)$

$Q(G,\mathrm{\θ})=\mathrm{Vmq}+1.0V\frac{G}{G\max }\mathrm{Sin}\left(\mathrm{\θ}\right)$

其中，θ为输出信号的相角，G为达到不同输出幅度需要达到的矢量调制器芯片转换增益，Gmax为矢量调制器芯片的最大转换增益，I和Q分别为同相控制电压和正交控制电压，Vmi和Vmq是矢量调制器输出最小信号时的同相电压值和正交电压值。