CN102854374A - 一种功率单元体直流电压检测装置及方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种功率单元体直流电压检测装置及方法，经过电阻分压、电压限幅、压频转化、光纤传输、滤除毛刺和脉冲计数六个环节，将电压幅值转化为矩形波信号，通过计算相邻两次矩形波信号高电平之间的高频脉冲个数N达到了检测功率单元体内直流支撑电容的直流电压的目的。由于本发明提供的技术方案无需使用霍尔传感器，大大降低了装置的价格，同时避免了多位数的数据传输，简化了软硬件设计，提高了直流电压检测的准确率。

Description

一种功率单元体直流电压检测装置及方法

技术领域

本发明涉及一种对链式SVG和链式APF的功率单元体直流电压进行检测的装置及方法。

背景技术

链式SVG和链式APF装置的主回路由若干相同的功率单元体级联而成，为了满足装置可靠、稳定运行的需要，成套装置的主控制器必须对每一个功率单元体直流支撑电容两端的直流电压进行实时检测。传统技术的检测方案一般分为两步：

第一步安装霍尔传感器直接测量直流电压，将直流电压从大信号转化为小信号，采用专用AD采样芯片或者集成了AD采样功能的处理器对小信号的进行计算，将模拟信号离散为数字信号；

第二步通过通讯接口将数字信号编码后变为若干位的串行信号发送至主控制器，主控制器接收串行信号后进行解码，从而获得了表征功率单元体直流电压的数字信号。

上述方案虽然可以实现对功率单元体直流电压的实时监测，但是存在如下不足：

1、霍尔传感器价格很高，还需要配置相应的辅助电路，不利于提高装置的价格竞争力；

2、功率单元体内是强电磁干扰环境，模拟或者数字电路都容易受到干扰，在功率单元体内对直流电压进行离散化，转化出的数字信号容易出现错误；

3、采样精度和通讯可靠性之间的矛盾难以协调，为了保证电压采样精度，表征直流电压的数字信号位数越多越好，为了降低通讯误码率，数字信号的位数越少越好。

4、多位数的数字信号传输必然包含了信息编码和信息解码的过程，这一过程需要解决通讯时钟同步、信息校验和误码纠错等诸多问题，即消耗了芯片资源，也增大了实现难度。

发明内容

为了解决链式SVG和链式APF功率单元体直流电压的检测问题，本发明提供一种功率单元体直流电压检测装置及方法，能够准确采样直流电压，同时无需安装霍尔传感器，避免在功率单元体内进行直流电压离散化，省去了多位数的数字信号传输，从而降低了装置成本，简化了软、硬件设计，具有很高的工程应用价值。

本发明提供的一种功率单元体直流电压检测装置，包括依次连接的分压电路、调理电路、压频转化电路、传输电路、现场可编程逻辑门阵列及数字信号处理器；所述分压电路对功率单元体内直流支撑电容的直流电压进行取样，并将取样电压传输给调理电路进行滤波，得到滤波后的电压信号；所述压频转化电路将来自调理电路的电压信号转化为矩形波信号，矩形波信号经传输电路传输至现场可编程逻辑门阵列；现场可编程逻辑门阵列对相邻两次矩形波信号高电平之间的高频脉冲个数N进行计数；数字信号处理器根据分压电路的比例系数K₁、压频转化电路的比例系数K₂、高频脉冲的周期t和高频脉冲的个数N计算出功率单元体内直流支撑电容的直流电压。

优选地，所述现场可编程逻辑门阵列对相邻两次矩形波信号高电平之间的高频脉冲个数N进行计数之前，还对矩形波信号的毛刺进行滤除。从而有效地对传输后的矩形波信号进行防错处理。

本发明提供的一种功率单元体直流电压检测方法，包括以下步骤：

S1、电阻分压：将待检测功率单元体内直流支撑电容的直流电压U_dc按照分压比例系数K₁缩小为一个电压信号U₁；

S2、压频转化：将分压后的电压信号U₁转化为矩形波信号；矩形波信号的频率F_jxb和分压后电压信号的幅值成正比，压频转化比例系数为K₂；

S3、光纤传输：将矩形波信号通过光纤进行传输；

S4、滤除毛刺：采用压缩高电平时间的方式，滤除矩形波信号中的毛刺；

S5、脉冲计数：采用周期为T_p的高频脉冲信号对矩形波信号的周期T_jxb进行计算，对相邻两次矩形波信号高电平之间的高频脉冲个数N进行计数，T_jxb＝N×T_p，T_jxb为F_jxb的倒数；

S6、根据分压比例系数K₁、压频转化比例系数K₂、高频脉冲的周期T_p和高频脉冲的个数N计算待检测功率单元体内直流支撑电容的直流电压U_dc。

优选地，步骤S1与S2之间还包括以下步骤：

电压限幅：采用参考电压U_ref和减法器对分压后的电压信号进行限幅，得到限幅后的电压信号U₂＝U_ref-U₁，U_ref为参考电压；

在所述步骤S2中，将限幅后的电压信号转化为矩形波信号；矩形波信号的频率F_jxb和限幅后的电压信号的幅值成正比。

与现有技术相比，本发明的优点及有益效果如下：本发明将直流电压分压后转化为矩形波信号，利用矩形波的频率反映直流电压的幅值，采用高频脉冲度量矩形波信号的周期，从而通过计算高频脉冲的个数，实现对直流电压的检测。本发明提供的方法无需霍尔传感器和多位数的串行信号传输，简化了电路结构，降低了装置成本。

附图说明

图1是本发明所涉及的直流电压检测方法流程图；

图2是本发明采用的电路图；

图3是滤除毛刺的时序图；

图4是脉冲计数的时序图。

具体实施方式

下面结合实施例及附图对本发明作进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。

实施例

本发明所涉及的功率单元体直流电压检测方法的流程图如图1所示，直流电压依次经过电阻分压、电压限幅、压频转化、光纤传输、滤除毛刺和脉冲计数六个环节，各个环节的作用如下：

1）电阻分压：将直流电压按照分压比例系数降低为一个电压信号；

2）电压限幅：采用参考电压和减法器对分压后的电压信号进行限幅，得到限幅后的电压信号；

3）压频转化：将电压信号转化为矩形波信号，矩形波信号的频率与电压信号的幅值成正比；

4）光纤传输：将矩形波信号通过光纤进行传输，也就是先将矩形波信号从电信号转化为光信号从功率单元体发出，到达主控制器后再将光信号复原为电信号，复原后矩形波信号的频率保持不变；

5）毛刺滤除：采用压缩高电平时间的办法，滤除复原后的矩形波信号中存在的毛刺（电平非正常翻转），滤除毛刺后对比滤除毛刺前，矩形波的高电平时间有所减少，但是频率保持不变；

6）脉冲计数：采用固定周期的高频脉冲信号对滤除毛刺后的矩形波信号的周期进行计算。

本实施例以图2所示电路构成及其的工作过程来进行详细的说明。

功率单元体内的直流支撑电容C_dc1两端的电压，就是待检测的直流电压U_dc，由四个分压电阻R₁、R₂、R₃和R₄串联构成的分压电路2与直流支撑电容C_dc1并联，经过分压电路2后将直流电压U_dc转化为分压后的电压信号U₁，转化关系如下式：

U₁=K₁×U_dc

式中：U₁为分压后的电压信号，K₁为分压比例系数，U_dc为待检测功率单元体的直流电压。

分压电路2的分压比例系数K₁计算公式如下式所示：

$K_1=\frac{R_4}{R_1+R_2+R_3+R_4}$

调理电路3的输入端与分压电路2的R₄相连，使分压后的电压信号U₁依次通过R₅、C₁构成的低通滤波器和R₆、运放OP1构成的电压跟随器，调理电路的作用是吸收高次谐波，提高信号稳定性，可以认为经过调理电路3后电压信号U₁保持不变。

限幅电路4的输入端与调理电路3的输出端相连，限幅电路由参考电压U_ref和减法器构成，减法器中的电阻R₇、R₈、R₉和R₁₀阻值相等，即：

R₇=R₈=R₉=R₁₀

因此经过限幅电路4后，分压后电压信号U₁被转化为限幅后的电压信号U₂，转化关系如下式所示：

U₂=U_ref-U₁

式中：U₂为限幅后的电压信号，U_ref为参考电压。

压频转化电路5的输入端与限幅电路4的输出端相连，将限幅后的电压信号U₂转化为一个矩形波信号，该矩形波信号的频率F_jxb与限幅后的电压信号U₂的幅值成正比，转化关系如下：

F_jxb=K₂×U₂

式中：F_jxb为矩形波信号的频率，K₂为压频转化比例系数。

压频转化电路5采用VFC32作为压频转化芯片，压频转化比例系数K₂的计算公式如下式所示：

$K_2=\frac{1}{7500\×R_7\×C_2}$

光纤传输电路6的输入端与压频转化电路5的输出端相连，矩形波信号经过驱动芯片DS75451和光电发送器HFBR1521后，从电信号变为光信号，光信号由光纤Fibre进行传输，光纤接收器HFBR2521接收后再将光信号复原为电信号，且频率与光纤传输电路6输入端的矩形波信号相等，仍为F_jxb。

现场可编程逻辑门阵列（FPGA）7的输入引脚与光纤传输电路6的输出端相连，接收复原后的矩形波信号，采用压缩高电平时间的办法，滤除复原后的矩形波信号中存在的毛刺，滤除毛刺的过程如图3所示。

图3中，W₁是压频转化电路5输出的矩形波信号，W₂是现场可编程逻辑门阵列（FPGA）7输入的复原后的矩形波信号，由于矩形波传输通道上存在干扰，W₂波形中出现了一个毛刺（如图中3虚线框内所示的位置），毛刺信号高电平维持的时间为t_M。现场可编程逻辑门阵列（FPGA）7在接收到高电平后启动内部的计时器，将所有高电平的维持时间进行压缩，压缩的时间称为滤波时间t_L，因此所有维持时间短于t_L的高电平都将被滤除。由于W₂中毛刺信号高电平的维持时间t_M短于滤波时间t_L，即t_M<t_L，所以毛刺信号将被滤除。W₃是现场可编程逻辑门阵列（FPGA）7滤除毛刺后矩形波波形，对比W₁和W₃可以发现，矩形波的高电平时间有所减少，但是频率保持不变，并且不会出现毛刺信号。滤波时间t_L应该大于毛刺信号高电平的维持时间，同时小于矩形波正常的高电平维持时间，一般设定在10—20微秒。

现场可编程逻辑门阵列（FPGA）7同时接收时钟信号Clk作为高频脉冲的信号源，使高频脉冲信号的周期T_p为0.1微秒，在现场可编程逻辑门阵列（FPGA）7内测量滤除毛刺后的矩形波的周期T_jxb，累计在矩形波信号两次上升沿之间的高频脉冲的个数N（即累计相邻两次矩形波信号高电平之间的高频脉冲的个数N），矩形波的周期T_jxb与高频脉冲个数的关系如下式：

T_jxb=N×T_p

式中：T_jxb为矩形波信号的周期，N为高频脉冲的个数，T_p为高频脉冲的周期。

矩形波信号的周期T_jxb和频率F_jxb是互为倒数的关系，如下式所示：

T_jxb＝1/F_jxb

累计高频脉冲的时序如图4所示，在第一次和第二次上升沿之间高频脉冲的个数为N1，第二次和第三次高频脉冲之间的个数为N2，N1和N2的数值不同说明矩形波信号的周期在发生变化，也就是待检测的直流电压在发生变化。

数字信号处理器（DSP）8通过数据总线与现场可编程逻辑门阵列（FPGA）7相连，读取高频脉冲的个数N，并根据分压比例系数K₁、压频转化比例系数K₂、高频脉冲的周期t和高频脉冲的个数N计算直流电压U_dc，计算公式如下：

$U_{\mathrm{dc}}=\frac{1}{K_1}\&times;(U_{\mathrm{ref}}-\frac{1}{{\mathrm{NK}}_2{T}_p})$

经过上述过程，数字信号处理器（DSP）8可以计算得出待检测功率单元体直流电压的数值，完成了对直流电压的检测。

通过具体实施过程可以总结出本发明提供的直流电压检测方法分为电阻分压、电压限幅、压频转化、光纤传输、滤除毛刺和脉冲计数六个环节，通过计算高频脉冲的个数，实现对功率单元体直流电压的检测。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种功率单元体直流电压检测装置，其特征在于，包括依次连接的分压电路、调理电路、压频转化电路、传输电路、现场可编程逻辑门阵列及数字信号处理器；所述分压电路对功率单元体内直流支撑电容的直流电压进行取样，并将取样电压传输给调理电路进行滤波，得到滤波后的电压信号；所述压频转化电路将来自调理电路的电压信号转化为矩形波信号，矩形波信号经传输电路传输至现场可编程逻辑门阵列；现场可编程逻辑门阵列对相邻两次矩形波信号高电平之间的高频脉冲个数N进行计数；数字信号处理器根据分压电路的比例系数K₁、压频转化电路的比例系数K₂、高频脉冲的周期t和高频脉冲的个数N计算出功率单元体内直流支撑电容的直流电压。

2.根据权利要求1所述的功率单元体直流电压检测装置，其特征在于，所述调理电路包括相连接的低通滤波器和电压跟随器，低通滤波器与分压电路连接，电压跟随器与压频转化电路连接。

3.根据权利要求1所述的功率单元体直流电压检测装置，其特征在于，所述压频转化电路采用VFC32作为压频转化芯片。

4.根据权利要求1所述的功率单元体直流电压检测装置，其特征在于，还包括连接在调理电路与压频转化电路之间的限幅电路。

5.根据权利要求4所述的功率单元体直流电压检测装置，其特征在于，所述限幅电路为减法器。

6.根据权利要求1所述的功率单元体直流电压检测装置，其特征在于，所述现场可编程逻辑门阵列对相邻两次矩形波信号高电平之间的高频脉冲个数N进行计数之前，还对矩形波信号的毛刺进行滤除。

7.一种功率单元体直流电压检测方法，其特征在于，包括以下步骤：

S1、电阻分压：将待检测功率单元体内直流支撑电容的直流电压U_dc按照分压比例系数K₁缩小为一个电压信号U₁；

S2、压频转化：将分压后的电压信号U₁转化为矩形波信号；矩形波信号的频率F_jxb和分压后电压信号的幅值成正比，压频转化比例系数为K₂；

S3、光纤传输：将矩形波信号通过光纤进行传输；

S4、滤除毛刺：采用压缩高电平时间的方式，滤除矩形波信号中的毛刺；

S5、脉冲计数：采用周期为T_p的高频脉冲信号对矩形波信号的周期T_jxb进行计算，对相邻两次矩形波信号高电平之间的高频脉冲个数N进行计数，T_jxb＝N×T_p，T_jxb为F_jxb的倒数；

S6、根据分压比例系数K₁、压频转化比例系数K₂、高频脉冲的周期T_p和高频脉冲的个数N计算待检测功率单元体内直流支撑电容的直流电压U_dc。

8.根据权利要求7所述的功率单元体直流电压检测方法，其特征在于，步骤S1与S2之间还包括以下步骤：

电压限幅：采用参考电压U_ref和减法器对分压后的电压信号进行限幅，得到限幅后的电压信号U₂＝U_ref-U₁，U_ref为参考电压；

在所述步骤S2中，将限幅后的电压信号转化为矩形波信号；矩形波信号的频率F_jxb和限幅后的电压信号的幅值成正比。

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