CN102841358B - 应用于全球定位系统接收机的非均匀间距相关器组 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种应用于全球定位系统接收机的非均匀间距相关器组包括：载波发生器、C/A码发生器、由多个宽相关器构成并用于接收机失锁时的重捕和初始跟踪的宽相关器组、由多个窄相关器构成并用于接收机跟踪的窄相关器组、由多个积分累加器构成的第一积分累加器组、由多个积分累加器构成的第二积分累加器组、鉴相器、环路滤波器、最大累加值与门限比较器和计时器；本发明能够改善全球定位系统接收机在城市及密林等遮挡较为严重地区的定位性能。

Description

应用于全球定位系统接收机的非均匀间距相关器组

技术领域

本发明涉及全球定位系统技术领域，特别涉及一种应用于全球定位系统接收机的非均匀间距相关器组。

背景技术

GPS全球定位系统全称为“授时与测距导航系统/全球定位系统”(Navigation System Timing and Ranging/Global Positioning System，NAVSTAR GPS)，是美国国防部为军事目的而建立的，旨在彻底解决海上、空中和陆地运载工具的导航和定位的一套卫星定位系统。GPS的空间卫星星座由24颗卫星组成，这些卫星分布在6个轨道面内，每个轨道面上有4颗卫星。每颗卫星每天约有5小时在地平线以上，同时位于地平线以上的卫星数目随时间和地点而异，最少为4颗，最多可达11颗。每一颗GPS卫星所发送的GPS信号都是直接序列扩频信号。商业上使用的信号与标准定位服务(SPS)有关，称为粗码(C/A码)的直接序列二相扩频信号，在1575.42MHz的载波下，具有每秒1.023兆码片的速率。伪随机噪声(PN)序列长度是1023个码片，对应于1毫秒的时间周期。每一颗卫星发射不同的PN码(Gold码)，使得信号能够从几颗卫星同时发送，并由一接收机同时接收，相互间几乎无干扰。

GPS接收机在使用过程中经常遇到信号缺失的情况，特别是在GPS接收机运动和遮挡物较多的情况下。一个典型的场合是城市中行驶的车载GPS定位接收机。行驶的车辆经常遭遇各种桥梁、建筑物、隧道等遮挡物的遮挡，使接收机无法接收到足够信噪比的GPS信号。这些信号缺失的时间长度往往从几秒到数分钟不等。如果信号缺失时间较长，则GPS接收机需要重捕。快速重捕和跟踪精度都是GPS接收机的核心指标。若采用大规模捕获引擎对信号进行重捕，一方面会增大接收机功耗，另一方面会增加软件调度的复杂度。本发明所述的非均匀间距相关器组可兼顾快速重捕和跟踪精度两个GPS接收机的核心指标。

发明内容

本发明的目的之一在于提供一种应用于全球定位系统接收机的非均匀间距相关器组。

根据本发明的一个方面，提供一种应用于全球定位系统接收机的非均匀间距相关器组包括：

载波发生器、C/A码发生器、由多个宽相关器构成并用于接收机失锁时的重捕和初始跟踪的宽相关器组、由多个窄相关器构成并用于接收机跟踪的窄相关器组、由多个积分累加器构成的第一积分累加器组、由多个积分累加器构成的第二积分累加器组、鉴相器、环路滤波器、最大累加值与门限比较器和计时器；

所述载波发生器依次通过所述宽相关器组、所述第一积分累加器组、所述鉴相器、环路滤波器与所述C/A码发生器连接；所述载波发生器依次通过所述窄相关器组与所述第二积分累加器组连接；所述最大累加值与门限比较器；所述最大累加值与门限比较器通过所述计时器与所述C/A码发生器连接。

进一步地，所述宽相关器组间距为大于或者等于半码片间距，窄相关器组间距小于半码片。

进一步地，所述宽相关器组包括18个相关器；所述窄相关器组包括8个相关器。

进一步地，所述第一积分累加器组包括18个累加器；每个所述累加器与所述宽相关器组中的一个相关器连接，并对该相关器的积分进行累加。

进一步地，所述第二积分累加器组包括8个累加器；每个所述累加器与所述窄相关器组中的一个相关器连接，并对该相关器的积分进行累加。

进一步地，所述鉴相器的输出D选择为 $D=\frac{\sqrt{I_{\mathrm{NE}1}^2+Q_{\mathrm{NE}1}^2}-\sqrt{I_{\mathrm{NL}1}^2+Q_{\mathrm{NL}1}^2}}{\sqrt{I_{\mathrm{NE}1}^2+Q_{\mathrm{NE}1}^2}+\sqrt{I_{\mathrm{NL}1}^2+Q_{\mathrm{NL}1}^2}},$ 或者

$D=\frac{2(\sqrt{I_{\mathrm{NE}1}^2+Q_{\mathrm{NE}1}^2}-\sqrt{I_{\mathrm{NL}1}^2+Q_{\mathrm{NL}1}^2})-(\sqrt{I_{\mathrm{NE}2}^2+Q_{\mathrm{NE}2}^2}-\sqrt{I_{\mathrm{NL}2}^2+Q_{\mathrm{NL}2}^2})}{\sqrt{I_{\mathrm{NE}1}^2+Q_{\mathrm{NE}1}^2}+\sqrt{I_{\mathrm{NL}1}^2+Q_{\mathrm{NL}1}^2}},$ 所述I_NE1是所述第二积分累加器组中一累加器对所述窄相关器组中一相关器输出的乘积进行累加所得的累加值，所述Q_NE1是所述第二积分累加器组中一累加器对所述窄相关器组中一相关器输出的乘积进行累加所得的累加值，所述I_NL1是所述第二积分累加器组中一累加器对所述窄相关器组中一相关器输出的乘积进行累加所得的累加值，所述Q_NL1是所述第二积分累加器组中一累加器对所述窄相关器组中一相关器输出的乘积进行累加所得的累加值，所述I_NE2是所述第二积分累加器组中一累加器对所述窄相关器组中一相关器输出的乘积进行累加所得的累加值，所述Q_NE2是所述第二积分累加器组中一累加器对所述窄相关器组中一相关器输出的乘积进行累加所得的累加值，所述I_NL2是所述第二积分累加器组中一累加器对所述窄相关器组中一相关器输出的乘积进行累加所得的累加值，所述Q_NL2是所述第二积分累加器组中一累加器对所述窄相关器组中一相关器输出的乘积进行累加所得的累加值。

进一步地，所述用于接收机失锁时的重捕采用了基于恒虚警率的门限确定方法，该方法包括：

找出所述宽相关器组的各相关器输出的最大累加值及其对应的相关器；

统计所有相关器的累加值的均值；

根据指定的虚警率和均值计算门限；

当最大累加值超越门限，则判定信号出现，并根据最大累加值对应的相关器控制C/A码发生器的启动；

当最大累加值未超越门限，则判定信号未出现，继续进行重捕。

进一步地，所述方法还包括：

所述宽相关器组经过重捕，若捕获到信号，则在使用宽相关器组稳定跟踪信号之后转入所述窄相关器组进行跟踪。

进一步地，所述方法还包括：在所述宽相关器组重捕过程中，所述载波发生器的输出频率与所述C/A码发生器的输出频率保持为失锁前的频率。

本发明提供的应用于全球定位系统接收机的非均匀间距相关器组能够改善全球定位系统接收机在城市及密林等遮挡较为严重地区的定位性能。

附图说明

图1是本发明实施例的非均匀间距相关器组在接收机中应用的示意图；

图2是本发明实施例的非均匀间距相关器组的间距示意图；

图3是本发明实施例的非均匀间距相关器组在重捕过程中的流程示意图。

具体实施方式

参见图1，本发明实施例提供的一种应用于全球定位系统接收机的非均匀间距相关器组包括：

载波发生器232、C/A码发生器227、由多个宽相关器构成并用于接收机失锁时的重捕和初始跟踪的宽相关器组、由多个窄相关器构成并用于接收机跟踪的窄相关器组、由多个积分累加器构成的第一积分累加器组、由多个积分累加器构成的第二积分累加器组、鉴相器229、环路滤波器228、最大累加值与门限比较器231和计时器230。载波发生器232依次通过宽相关器组、所述第一积分累加器组、所述鉴相器、环路滤波器与所述C/A码发生器连接；所述载波发生器依次通过所述窄相关器组与所述第二积分累加器组连接；所述最大累加值与门限比较器；所述最大累加值与门限比较器通过所述计时器与所述C/A码发生器连接。

在实际应用过程中，宽相关器组与窄相关器组中相关器的个数可以根据需要进行调整，个数不限。在一具体示例中，宽相关器组包括相关器E1、E2、E3、E4，相关器P及相关器L1、L2、L3、L4。宽相关器组中的相关器有18个。宽相关器组间距为大于或者等于半码片间距(参见图2)。窄相关器组包括相关器NE1、NE2、NL1、NL2。窄相关器组中的相关器有8个。窄相关器组间距小于半码片(参见图2)。第一积分累加器组包括累加器201、202、203、204、207、214、215、216、217、210、211、212、213、220、223、224、225、226。第二积分累加器组包括累加器205、206、208、209、219、218、221、222。

数字中频信号经过载波发生器232，并分别经过混频器233，234混频之后分成同相分量233和正交分量234两路。C/A码发生器227向窄相关器组和宽相关器组输出不同间距的码片。窄相关器组和宽相关器组将不同间距的码片与同相分量233和正交分量234相乘，乘积输至第一积分累加器组和第二积分累加器组。第一积分累加器组中的每个累加器主要用于对宽相关器组中的一个相关器输出的积分进行累加。第二积分累加器组中的每个累加器主要用于对窄相关器组中的一个相关器输出的积分进行累加。

在第一积分累加器组中：累加器201对相关器E4输出的乘积进行累加，得到累加值I_E4。累加器202对相关器E3输出的乘积进行累加，得到累加值I_E3。累加器203对相关器E2输出的乘积进行累加，得到累加值I_E2。累加器204对相关器E1输出的乘积进行累加，得到累加值I_E1。累加器207对相关器P输出的乘积进行累加，得到累加值I_p。累加器210对相关器L1输出的乘积进行累加，得到累加值I_L1。累加器210对相关器L1输出的乘积进行累加，得到累加值I_L1。累加器211对相关器L2输出的乘积进行累加，得到累加值I_L2。累加器212对相关器L3输出的乘积进行累加，得到累加值I_L3。累加器213对相关器L4输出的乘积进行累加，得到累加值I_L4。累加器220对相关器P输出的乘积进行累加，得到累加值Q_p。累加器223对相关器L1输出的乘积进行累加，得到累加值Q_L1。累加器224对相关器L2输出的乘积进行累加，得到累加值Q_L2。累加器225对相关器L3输出的乘积进行累加，得到累加值Q_L3。累加器226对相关器L4输出的乘积进行累加，得到累加值Q_L4。

在第二积分累加器组中：累加器205对相关器NE2输出的乘积进行累加，得到累加值I_NE2。累加器206对相关器NE1输出的乘积进行累加，得到累加值I_NE1。累加器208对相关器NL1输出的乘积进行累加，得到累加值I_NL1。累加器209对相关器NL2输出的乘积进行累加，得到累加值I_NL2。累加器218对相关器NE2输出的乘积进行累加，得到累加值Q_NE2。累加器219对相关器NE1输出的乘积进行累加，得到累加值Q_NE1。累加器221对相关器NL1输出的乘积进行累加，得到累加值Q_NL1。累加器222对相关器NL2输出的乘积进行累加，得到累加值Q_NL2。

第二积分累加器组中各累加器将累加结果输至鉴相器229。鉴相器229的输出D可选择为

$D=\frac{\sqrt{I_{\mathrm{NE}1}^2+Q_{\mathrm{NE}1}^2}-\sqrt{I_{\mathrm{NL}1}^2+Q_{\mathrm{NL}1}^2}}{\sqrt{I_{\mathrm{NE}1}^2+Q_{\mathrm{NE}1}^2}+\sqrt{I_{\mathrm{NL}1}^2+Q_{\mathrm{NL}1}^2}},$ 或者

$D=\frac{2(\sqrt{I_{\mathrm{NE}1}^2+Q_{\mathrm{NE}1}^2}-\sqrt{I_{\mathrm{NL}1}^2+Q_{\mathrm{NL}1}^2})-(\sqrt{I_{\mathrm{NE}2}^2+Q_{\mathrm{NE}2}^2}-\sqrt{I_{\mathrm{NL}2}^2+Q_{\mathrm{NL}2}^2})}{\sqrt{I_{\mathrm{NE}1}^2+Q_{\mathrm{NE}1}^2}+\sqrt{I_{\mathrm{NL}1}^2+Q_{\mathrm{NL}1}^2}}$ 或其他形式，以有效改善接收机抗多径性能和跟踪精度。鉴相器229的输出经过环路滤波器228输出给C/A码发生器227，以控制C/A码发生器227的码片生成速率。第一积分累加器组中各累加器将累加结果(即I_E4、I_E3、I_E2、I_E1、I_P、I_L1、I_L2、I_L3、I_L4、Q_E4、Q_E3、Q_E2、Q_E1、Q_P、Q_L1、Q_L2、Q_L3、Q_L4)输至最大累加值与门限比较器231。最大累加值与门限比较器231对将这些积分累加结果进行对应平方累加之后，挑选出最大的累加值并与门限进行比较，输出结果将配置计时器230，计时器230用于控制C/A码发生器227的工作。

图3描述了图2中最大累加值与门限比较器231的具体工作流程，包括：

步骤301、根据输入的各累加值(来自第一积分累加器组)，选出最大值并记录最大值对应的相关器。

步骤302、统计所有相关器的累加值的均值。

步骤303、根据指定的虚警率和均值计算门限。

步骤304、将最大值与门限比较，若大于，执行步骤305，否则执行步骤306。

步骤305、当最大累加值超越门限，则判定信号出现，并根据最大累加值对应的相关器控制C/A码发生器的启动；

步骤306、当最大累加值未超越门限，则判定信号未出现，继续进行重捕。

下面结合一具体实例对上述步骤进行说明：

假设GPS接收机接收的一路卫星信号为：

r(t)＝AD(t)c(t)cos(ω_ct)+n(t)    (1)

此处D(t)表示卫星电文数据，c(t)表示C/A码，ω_c表示中频载波，A表示信号幅度，σ²为噪声n(t)的功率，snr为信噪比，且

I、Q两路分别乘以cos(ω_Lt)和sin(ω_Lt)，再与本地复现C/A码进行相关，相关时间为一个C/A码周期，ω_L表示本地复现载波频率。第k个时间段的I路的累加结果为：

$I_k=\underset{i=\mathrm{kN}}{\overset{\mathrm{kN}+N-1}{\mathrm{\Σ}}}r\left(\mathrm{iT}\right)c_L\left(\mathrm{iT}\right)\·\cos \left({\mathrm{\ω}}_L\mathrm{iT}\right)---\left(2\right)$

此处c_L(iT)表示本地复现码，N表示所用时间段的采样点数，T表示采样间隔。

假设码对齐且码相关过程中卫星电文数据D(t)＝1，则此时公式(2)可简化为：

$I_k=\underset{i=\mathrm{kN}}{\overset{\mathrm{kN}+N-1}{\mathrm{\Σ}}}[A\×\cos \left({\mathrm{\ω}}_c\mathrm{iT}\right)\·\cos \left({\mathrm{\ω}}_L\mathrm{iT}\right)+n\left(\mathrm{iT}\right)c_L\left(\mathrm{iT}\right)\·\cos \left({\mathrm{\ω}}_L\mathrm{iT}\right)]$

$=\frac{A}{2}\frac{\sin \left(\frac{\mathrm{\Δ\ωTN}}{2}\right)}{\sin \left(\frac{\mathrm{\Δ\ωT}}{2}\right)}\cos (\frac{\mathrm{\Δ\ωT}(N-1)}{2}+\mathrm{\Δ\ωTkN})+N_{I_k}---\left(3\right)$

此处Δω＝ω_c-ω_L。

$N_{I_k}=\underset{i=\mathrm{kN}}{\overset{\mathrm{kN}+N-1}{\mathrm{\Σ}}}n\left(\mathrm{iT}\right)c_L\left(\mathrm{iT}\right)\·\cos \left({\mathrm{\ω}}_L\mathrm{iT}\right)---\left(4\right)$

此时根据公式(4)计算

的概率分布。n(t)是均值为零，方差为σ²的带限高斯噪声，

的方差为N个随机变量n(iT)c_L(iT)·cos(ω_LiT)的方差的和，即

的概率分布为： $N_{I_k}:N(0,{\mathrm{N\σ}}^2/2).$

综上可得：

同理可得Q支路第k个时间段的累加结果：

这里 $N_{Q_k}=\underset{i=\mathrm{kN}}{\overset{\mathrm{kN}+N-1}{\mathrm{\Σ}}}n\left(\mathrm{iT}\right)c_L\left(\mathrm{iT}\right)\·\sin \left({\mathrm{\ω}}_L\mathrm{iT}\right),$

的概率分布为： $N_{Q_k}:N(0,{\mathrm{N\σ}}^2/2).$

检验统计量采用

$Y=\underset{i=1}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}(I_i^2+Q_i^2)---\left(8\right)$

建立假设检验：

H1：捕获到信号(码对齐且频率对齐)；

H0：没有捕获到信号(码未对齐)。

H1条件下，Y服从2L个自由度的非中心χ²分布，非中心参数

$s^2=\frac{A^2{N}^{2}L}{4}---\left(9\right)$

则统计量Y的概率密度函数为：

$f\left(y\right|H_1)=\frac{1}{N{\mathrm{\σ}}^2}{\left(\frac{y}{s^2}\right)}^{(L-1)/2}{e}^{-\frac{y+s^2}{N{\mathrm{\σ}}^2}}{I}_{(L-1)}\left(\frac{2\sqrt{y}\·s}{N{\mathrm{\σ}}^2}\right)---\left(10\right)$

统计量Y的均值为

m₁＝E(Y)＝LNσ²(1+N·snr/2)    (11)

统计量Y的方差为

${\mathrm{\σ}}_1^2={\mathrm{\σ}}_y^2={\mathrm{LN}}^2{\mathrm{\σ}}^4(1+N\·\mathrm{snr})---\left(12\right)$

H0条件下，统计量Y服从2L个自由度的中心χ²分布，则统计量Y的概率密度函数为：

$f\left(y\right|H_0)=\frac{1}{2^L\·{(N{\mathrm{\σ}}^2/2)}^L\mathrm{\Γ}\left(L\right)}{y}^{L-1}{e}^{-\frac{y}{{\mathrm{N\σ}}^2}}---\left(13\right)$

统计量Y的均值为

m₀＝E(Y)＝LNσ²    (14)

统计量Y的方差为

${\mathrm{\σ}}_0^2={\mathrm{\σ}}_y^2={\mathrm{LN}}^2{\mathrm{\σ}}^4---\left(15\right)$

由于对χ²分布求积分时计算较为复杂，这里用与χ²分布同均值同方差的高斯分布替代χ²分布。

用高斯分布替代χ²分布后，H0和H1条件下，统计量Y的概率分布可重写为

$f\left(y\right|H_0)=\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}\·{\mathrm{\σ}}_0^2}}\exp (-\frac{{(y-m_0)}^2}{2\·{\mathrm{\σ}}_0^2})---\left(16\right)$

$f\left(y\right|H_1)=\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}\·{\mathrm{\σ}}_1^2}}\exp (-\frac{{(y-m_1)}^2}{2\·{\mathrm{\σ}}_1^2})---\left(17\right)$

这样基于虚警率的门限V_t可表示为

$P_{\mathrm{fa}}={\∫}_{V_t}^{+\∞}f\left(y\right|H_0)\mathrm{dy}---\left(18\right)$

这里V_t表示捕获判决门限，根据公式(17)(18)可得：

$V_t={\mathrm{\σ}}_0{Q}^{-1}\left(P_{\mathrm{fa}}\right)+m_0=\sqrt{L}N{\mathrm{\σ}}^2{Q}^{-1}\left(P_{\mathrm{fa}}\right)+\mathrm{LN}{\mathrm{\σ}}^2=\mathrm{LN}{\mathrm{\σ}}^2(Q^{-1}\left(P_{\mathrm{fa}}\right)/\sqrt{L}+1)---\left(19\right)$

这里Q^-1(x)表示Q(x)的逆函数，

由(19)式可见，门限由LNσ²和

相乘得到，其中LNσ²可由图3中各支路累加值的均值得到，

可计算出来。该门限304保证了系统的恒虚警率。

最大值与门限比较303，若最大值超过门限时，表示重捕成功305；若最大值没有超过门限，则继续进行重捕306。

本发明以GPS接收机为例，但是本发明可应用于GPS、北斗、Galileo以及新一代Glonass等各种以码分多址为基础的卫星导航系统。

本发明提供的一种应用于全球定位系统接收机的非均匀间距相关器组，该非均匀间距相关器组包括多个大于或等于半码片间距的宽相关器和多个小于半码片间距的窄相关器。当接收机处于跟踪状态时，该非均匀间距相关器组的窄相关器组开始工作，可有效提高跟踪精度并减小多径影响；当接收机失锁时，该非均匀间距相关器组的宽相关器组开始工作，能在信号恢复时迅速捕获信号并转至跟踪状态。该非均匀间距相关器组可有效节省芯片功耗，有效改善全球定位系统接收机在城市、丛林等复杂环境中的定位性能。

以上所述的具体实施例，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种应用于全球定位系统接收机的非均匀间距相关器组，其特征在于，包括： 

载波发生器、C/A码发生器、由多个宽相关器构成并用于接收机失锁时的重捕和初始跟踪的宽相关器组、由多个窄相关器构成并用于接收机跟踪的窄相关器组、由多个积分累加器构成的第一积分累加器组、由多个积分累加器构成的第二积分累加器组、鉴相器、环路滤波器、最大累加值与门限比较器和计时器； 

所述载波发生器依次通过所述宽相关器组、所述第一积分累加器组、所述鉴相器、环路滤波器与所述C/A码发生器连接；所述载波发生器依次通过所述窄相关器组与所述第二积分累加器组连接；所述最大累加值与门限比较器通过所述计时器与所述C/A码发生器连接。 

2.根据权利要求1所述的应用于全球定位系统接收机的非均匀间距相关器组，其特征在于： 

所述宽相关器组由多个间距为大于或者等于半码片间距的宽相关器组成，窄相关器组由多个间距小于半码片的窄相关器组成。 

3.根据权利要求1所述的应用于全球定位系统接收机的非均匀间距相关器组，其特征在于： 

所述宽相关器组包括18个间距为大于或者等于半码片间距的宽相关器；所述窄相关器组包括8个间距小于半码片的窄相关器。 

4.根据权利要求3所述的应用于全球定位系统接收机的非均匀间距相关器组，其特征在于： 

所述第一积分累加器组包括18个累加器；每个所述累加器与所述宽相关器组中的一个宽相关器连接，并对该宽相关器的积分进行累加。 

5.根据权利要求3所述的应用于全球定位系统接收机的非均匀间距相关器组，其特征在于： 

所述第二积分累加器组包括8个累加器；每个所述累加器与所述窄相关器组 中的一个窄相关器连接，并对该窄相关器的积分进行累加。 

6.根据权利要求1所述的应用于全球定位系统接收机的非均匀间距相关器组，其特征在于： 

所述鉴相器的输出D选择为

或者 所述I_NE1是所述第二积分累加器组中第一累加器(206)对所述窄相关器组中第一窄相关器（NL1)输出的乘积进行累加所得的累加值，所述Q_NE1是所述第二积分累加器组中第二累加器(219)对所述窄相关器组中第二窄相关器（NE1)输出的乘积进行累加所得的累加值，所述I_NL1是所述第二积分累加器组中第三累加器(208)对所述窄相关器组中第三窄相关器（NL1)输出的乘积进行累加所得的累加值，所述Q_NL1是所述第二积分累加器组中第四累加器(222)对所述窄相关器组中第四窄相关器（NL1)输出的乘积进行累加所得的累加值,所述I_NE2是所述第二积分累加器组中第五累加器(205)对所述窄相关器组中第五窄相关器（NE2)输出的乘积进行累加所得的累加值，所述Q_NE2是所述第二积分累加器组中第六累加器（218）对所述窄相关器组中第六窄相关器（NE2)输出的乘积进行累加所得的累加值，所述I_NL2是所述第二积分累加器组中第七累加器(209)对所述窄相关器组中第七窄相关器（NL2)输出的乘积进行累加所得的累加值，所述Q_NL2是所述第二积分累加器组中第八累加器(222)对所述窄相关器组中第八窄相关器（NL2)输出的乘积进行累加所得的累加值。 

7.利用权利要求1-6任一项所述的应用于全球定位系统接收机的非均匀间距相关器组进行接收机失锁时的重捕的方法包括： 

找出所述宽相关器组的各相关器输出的最大累加值及其对应的相关器； 

统计所有相关器的累加值的均值； 

根据指定的虚警率和均值计算门限； 

当最大累加值超越门限，则判定信号出现，并根据最大累加值对应的相关器 控制C/A码发生器的启动； 

当最大累加值未超越门限，则判定信号未出现，继续进行重捕。 

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，还包括： 

所述宽相关器组经过重捕，若捕获到信号，则在使用宽相关器组稳定跟踪信号之后转入所述窄相关器组进行跟踪。 

9.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，还包括： 

在所述宽相关器组重捕过程中，所述载波发生器的输出频率与所述C/A码发生器的输出频率保持为失锁前的频率。 

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