CN102832992B - 一种基于标准cmos工艺全集成光电转换接收机 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于标准CMOS工艺全集成光电转换接收机。包括光电探测器、跨导放大器、均衡器、多级限幅器、DCOC处理电路、输出缓冲器、斜率探测器、误差放大器；所述光电探测器的P端接地、N端与所述跨导放大器输入端连接，所述跨导放大器经一高通电路与所述均衡器的差分输入端连接，所述均衡器输出端经所述多级限幅器与所述输出缓冲器的差分输入端连接；所述输出缓冲器的差分输入端经所述DCOC处理电路与所述均衡器的输出端连接。能够适应于更高数据率传输，改善Jitter和误码率并能够实现了自适应调节。可广泛应用于通信技术领域。

Description

一种基于标准CMOS工艺全集成光电转换接收机

所属技术领域

本发明属于通信技术领域，涉及一种光电转换接收机，尤其涉及一种基于标准CMOS工艺全集成光电转换接收机。

背景技术

如今，随着各种通信协议速率的不断提升，10Gb/s将要成为了有线互联发展的主流趋势，而最近面向40Gb/s速率一些关键电路模块也开始涌现，而面向单通道至少100Gb/s以上是发展的必然趋势。但是随着速率的不断提升，电互连本身的发展也受到信道传输的限制(高频衰减及接口反射)而步履维艰。这时候芯片间的光互连就越发有吸引力，也是发展的必然趋势。

因为芯片间的光互联存在以下优势：不存在接口反射、信道衰减较小、不存在绑线电感、省去接口的ESD、便于多芯片集成，但是当前技术发展也存在以下尚待解决的问题：目前硅基标准CMOS光电探测器不能同时达到高速光通信所要求的高本征带宽和高响应度这两个要求、对高调制光发射机难以通过标准工艺实现、需要改变传输介质等等。

尽管如此，采用硅基标准CMOS工艺来实现光接收机的单片集成仍是一个具有重要价值的研究方向和发展趋势。由于标准CMOS光电集成接收机与已大规模商业化应用的标准CMOS工艺是完全兼容的，因其成本很低，对于实现短距离和甚短距离光通信网络的大规模商业化应用具有强大的推进作用，具备广阔的商业化应用前景和潜在的巨大经济效益。

硅基标准CMOS工艺来实现光接收机的单片集成也面临着一些挑战和问题：基于标准CMOS工艺的光电探测器的响应度不足，需要从电路设计的角度来对光电探测器的频率进行补偿。而现有技术由于模拟均衡器电路过于复杂，不仅牺牲了相当大的增益和芯片面积，会引入较大的插入损耗，导致信噪比下降，而且无法实现自适应的补偿。此外，均衡电路中采用了片外电容，这与单片集成的概念发生了矛盾。

由于衬底中的慢光生载流子的作用，光电探测器(PD)的本征带宽被限制在数MHz，所以目前的普通硅基标准CMOS工艺的光电探测器响应度和本征带宽均无法实现在高速率下工作(1Gb/s及以上)。为了抵消上述衬底慢生载流子的作用，目前通常所采用的办法为部分遮光的办法(SML结构)来实现，通过全差分电路结构，用光电探测器被遮挡部分所产生的衬底电流信号与不被遮挡的光电探测器中产生的衬底电流信号进行消除，从而使数据有效工作带宽能够达到1Gb/s及以上，这样基本实现不包含衬底的PN结来构造有效探测高速光信号的高本征带宽光电探测器。

但是仅采用上述办法，其光电接收机的性能又会受限于光电探测器(PD)的本征带宽，所以还需要采取额外的电路补偿办法来补偿其本征带宽限制所导致的频率响应的不足，与电路中的极点频率响应曲线下降速率相比(典型值为-20dB/dec)，光电探测器的光频响应曲线的下降速度要慢的多，一般在-3dB/dec到-5dB/dec(如图1所示)。因此之前电路中常用的零点/极点频率补偿技术不再适用于光电探测器频率响应的补偿。

发明内容

针对现有技术中存在的技术问题，本发明的目的是提供一种基于标准CMOS工艺全集成光电转换接收机。

本发明的基于标准CMOS工艺全集成光电转换接收机，包括光电探测器、跨导放大器、均衡器、多级限幅器、DCOC处理电路、输出缓冲器、斜率探测器、误差放大器；所述光电探测器的P端接地、N端与所述跨导放大器输入端连接，所述跨导放大器经一高通电路与所述均衡器的差分输入端连接，所述均衡器输出端经所述多级限幅器与所述输出缓冲器的差分输入端连接；限幅器a的一输出端、限幅器b的一输出端分别经一所述斜率探测器与所述误差放大器的输入端连接，所述误差放大器的输出端与所述均衡器的反馈控制端连接；所述输出缓冲器的差分输入端经所述DCOC处理电路与所述均衡器的输出端连接；其中，所述限幅器a、限幅器b为所述多级限幅器中邻近两级限幅器。

所述跨导放大器与所述均衡器为三级架构电路结构；其中，所述跨导放大器为第一级电流电压转换电路，所述均衡器包括第二级电压放大电路和第三级均衡补偿电路；所述电流电压转换电路经所述高通电路与所述电压放大电路的差分输入端连接，所述电压放大电路输出端与所述均衡补偿电路的差分输入端连接，所述均衡补偿电路的反馈控制端与所述误差放大器的输出端连接。

所述均衡补偿电路包括MOS管M7和MOS管M8，MOS管M7的栅极、MOS管M8的栅极为与所述误差放大器的输出端连接的反馈控制端，MOS管M7的源端、MOS管M8的源端与电源电压端连接，MOS管M7漏端经一电感L1与一MOS管M5的漏端连接，MOS管M8的漏端经一电感L2与一MOS管M6的漏端连接，MOS管M7的漏端经一电容与MOS管M8的漏端连接；MOS管M5源端与MOS管M6源端经一电流源与地线连接；MOS管M5栅极与MOS管M6栅极分别为所述均衡补偿电路的差分输入端。

所述第一级电流电压转换电路的电源电压端的电压为2.5～3.3V；所述第二级电压放大电路的电源电压端的电压为1.2～1.8V；所述第三级均衡补偿电路的的电源电压端的电压为1.2～1.8V。

所述斜率探测器包括一高通滤波器和一整形器；所述高通滤波器的输出端与所述整形器的输入端连接。

所述输出缓冲器的两输出端口分别与一电阻连接。

所述光电探测器的接光面一侧设有一金属层，用于遮挡部分入射光。

本发明提出根据PD频率衰减的特点，设计出符合其光电探测器频谱特点的补偿办法，能够适应于更高数据率传输，改善Jitter和误码率并能够实现自适应调节。用LC谐振网络补偿的办法来较好的补偿了光电探测器的频响曲线，并通过调整电感Q值(用线性区电阻)，来实现自适应补偿，以覆盖温度及外界环境变化对PD的影响。

图2给出了本发明所提出的光电接收机的架构，此架构采用了全差分的电流结构，采用了PN型光电探测器的前端架构，其中光电探测器一半被金属层遮挡另一半未被金属层所遮挡，经过850nm光源照射之后，会产生光电流信号给入到跨导放大器(TIA)中，之后信号经过交流耦合后进入均衡器(Equalizer)中，光电探测器的高频分量的衰减被均衡器所补偿，从而使整个接收机的带宽被拓展，补偿之后经过多级限幅器(LA)进行信号放大，最终送到输出级。另一方面，由于多级LA输入信号可能存在的直流偏移，需要采用直流消除技术(DCOC)进行消除。另外，此补偿采用的是自适应补偿方案，其反馈分量是经过比较临近输出级的两个信号的斜率，能够提供反馈控制电压，来调节反馈控制分量。

图3给出了TIA与均衡器的电路结构，采用三级的架构。TIA作为电路架构第一级采用较高电压VCC(如2.5V～3.3V)，使信号输入端有较大的电压，从而提高光电二极管PN结的反向电压，保证光电管产生足够大的光电流信号；均衡器作为电路架构后两级采用较低电压VDD(如1.2V～1.8V)。前两级主要用来提供TIA的跨阻增益，第三级的电容和电感用于产生谐振，使TIA幅频曲线在5GHz点有一个峰，用于环路的反馈均衡；第一级与第二级间用一个一阶高通电路进行隔直，为后两级提供正确的差分电平。

斜率探测器有多种实现结构，图4给出了一种电路实现办法，此方案采用了将输入信号先经过高通滤波器，之后再进行整形器(Rectifier)即可得到含有频率信息的反馈控制分量。图5给出了本光电接收机反馈补偿前后输出眼图的变化。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

本发明提出根据PD频率衰减的特点，设计出符合其光电探测器频谱特点的补偿办法，能够适应于更高数据率传输，改善Jitter和误码率并能够实现了自适应调节。

用LC谐振网络补偿的办法来较好的补偿了光电探测器的频响曲线，并通过调整电感Q值(用线性区电阻)，来实现自适应补偿，以覆盖温度及外界环境变化对PD的影响。

附图说明

图1、PN架构的PD结构及频率响应曲线；

(a)PN架构的PD结构，(b)PN架构的频率响应曲线；

图2、本发明提出的光电接收机架构；

图3、本发明TIA与均衡器的电路架构；

图4、本发明所使用的SlopeDetector电路结构；

图5、频率补偿前后眼图变化；

(a)补偿前，(b)补偿后。

其中：1-光电探测器，2-跨导放大器(TIA)，3-均衡器(Equalizer)，4-限幅器(LA)，5-DCOC处理电路，6-输出缓冲器，7-斜率探测器，8-误差放大器(EA)。

具体实施方式

下面本发明将结合附图中的实施例作进一步描述：

首先介绍一下主要电路模块：

PD：光电探测器(图2中的模块1)

TIA：跨导放大器，主要实现电流到电压的转换(图2中的模块2)

Equalizer：均衡器，实现信号高频分量的补偿(图2中的模块3)

LA：限幅器，将信号放大(图2中的模块4)

DCOC：直流偏斜消除模块(图2中的模块5)

OutputBuffer：输出缓冲器(图2中的模块6)

SlopeDetector：斜率探测器，将交流信号变为直流信号(图2中的模块7)，采用如图4所示电路结构实现，将输入信号先经过高通滤波器，之后再进行整形器(Rectifier)得到含有频率信息的反馈控制分量。

EA：误差放大器，将得到的反馈控制分量给入到均衡器实现自适应(图2中的模块8)

本发明所提出的光电接收机的架构如图2所示，该架构采用了全差分的电流结构，采用了PN型光电转换器的前端架构，其中光电探测器1的接光面一半被金属层遮挡，另一半未被金属层所遮挡，将PN型光电探测器的P端接地，N端接到跨导放大器的差分输入端上。经过850nm光源照射之后，光电探测器会产生光电流信号给入到跨导放大器(TIA)2中，实现电流到电压的转换，TIA的输出端经过交流耦合后进入均衡器(Equalizer)3的差分输入端上，从而使光电探测器的高频分量的衰减被均衡器所补偿，使整个接收机的带宽被拓展，均衡器得到的均衡后的输出信号其接到多级限幅器的差分输入端上面，此补偿之后经过多级限幅器(LA)4进行信号放大，多级限幅器的输出端接到输出缓冲器6的差分输入端上。另一方面，由于多级LA输入信号可能存在的直流偏移，需要采用直流消除技术(DCOC)5进行消除。另外，反馈分量是利用斜率探测器7测量邻近两限幅器4输出的两个信号的斜率，经过处理后得到的信号加在误差放大器(EA)8的两输入端，整个反馈控制电路通过多级限幅器的输出端和中间某级波形斜率/高频分量的区别，经过斜率探测器7加在误差放大器(EA)8的输入端，再将EA输出的电平(VC)加在均衡器(Equalizer)3的反馈控制端上，实现反馈均衡；此补偿是采用的自适应补偿方案，其反馈分量是经过比较临近输出级的两个信号的斜率，能够得到反馈控制电压，来调节均衡器进行信号的高频分量补偿。本实施方式的光电接收机反馈补偿前后输出眼图的变化如图5所示。

Claims (5)

1.一种基于标准CMOS工艺全集成光电转换接收机，其特征在于包括光电探测器、跨导放大器、均衡器、多级限幅器、DCOC处理电路、输出缓冲器、斜率探测器、误差放大器；所述光电探测器的P端接地、N端与所述跨导放大器输入端连接，所述跨导放大器经一高通电路与所述均衡器的差分输入端连接，所述均衡器输出端经所述多级限幅器与所述输出缓冲器的差分输入端连接；限幅器a的一输出端、限幅器b的一输出端分别经一所述斜率探测器与所述误差放大器的输入端连接，所述误差放大器的输出端与所述均衡器的反馈控制端连接；所述输出缓冲器的差分输入端经所述DCOC处理电路与所述均衡器的输出端连接；其中，所述限幅器a、限幅器b为所述多级限幅器中邻近两级限幅器；

其中，所述跨导放大器与所述均衡器为三级架构电路结构；所述跨导放大器为第一级电流电压转换电路，所述均衡器包括第二级电压放大电路和第三级均衡补偿电路；所述电流电压转换电路经所述高通电路与所述电压放大电路的差分输入端连接，所述电压放大电路输出端与所述均衡补偿电路的差分输入端连接，所述均衡补偿电路的反馈控制端与所述误差放大器的输出端连接；所述均衡补偿电路包括MOS管M7和MOS管M8，MOS管M7的栅极、MOS管M8的栅极为与所述误差放大器的输出端连接的反馈控制端，MOS管M7的源端、MOS管M8的源端与电源电压端连接，MOS管M7漏端经一电感L1与一MOS管M5的漏端连接，MOS管M8的漏端经一电感L2与一MOS管M6的漏端连接，MOS管M7的漏端经一电容与MOS管M8的漏端连接；MOS管M5源端与MOS管M6源端经一电流源与地线连接；MOS管M5栅极与MOS管M6栅极分别为所述均衡补偿电路的差分输入端。

2.如权利要求1所述的光电转换接收机，其特征在于所述第一级电流电压转换电路的电源电压端的电压为2.5～3.3V；所述第二级电压放大电路的电源电压端的电压为1.2～1.8V；所述第三级均衡补偿电路的的电源电压端的电压为1.2～1.8V。

3.如权利要求1所述的光电转换接收机，其特征在于所述斜率探测器包括一高通滤波器和一整形器；所述高通滤波器的输出端与所述整形器的输入端连接。

4.如权利要求3所述的光电转换接收机，其特征在于所述输出缓冲器的两输出端口分别与一电阻连接。

5.如权利要求1所述的光电转换接收机，其特征在于所述光电探测器的接光面一侧设有一金属层，用于遮挡部分入射光。