CN102832865A - 三级式无刷交流同步电机的转子初始位置估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种三级式无刷交流同步电机的转子初始位置估计方法，步骤是：采用脉振高频电压注入法获取转子初始位置估计值，采用反电势极性判断法获取转子扇区信息；根据反电势极性判断法获取的转子扇区信息对脉振高频电压注入法获取的转子位置估计值进行扇区修正，得到最终的转子初始位置估计值。此种位置估计方法可解决现有研究中存在的问题，获得准确的转子初始位置估计值，结构简单，易于实现，估算精度高，无需对起动/发电系统的拓扑结构进行更改，无需增加额外的硬件开销。

Description

三级式无刷交流同步电机的转子初始位置估计方法

技术领域

本发明涉及一种三级式无刷交流同步电机，特别涉及该电机的转子初始位置估计方法。

背景技术

飞机起动/发电系统的高速化、集成化、高可靠性和高功率密度是现代飞机电源系统的发展趋势。起动/发电系统使发电机与起动机实现了统一，从而革除了传统的起动机，有效简化了发动机附件，减轻了重量，提高了机动性和可靠性。

变频交流电源系统是民用飞机领域的研发重点和热点。新型变频交流电源系统多采用三级式无刷交流同步电机，该电机包括主电机、交流励磁机和永磁副励磁机，借助旋转整流器实现了整个电机的无刷化。三级式无刷交流同步电机作为电动机运行时，向交流励磁机的励磁绕组中通入单相交流电，交流励磁机的转子三相绕组中产生变化的感应电势，经过旋转整流器整流后为主电机提供励磁，同时主电机的定子三相绕组中通入三相交流电，两者产生的磁势相互作用可使机组起动；作为发电机运行时，永磁发电机输出三相交流电，经外接整流器整流后为交流励磁机提供直流励磁，根据机组转速的变化，主电机将输出不同频率的三相交流电。

三级式无刷交流同步电机在航空电源系统中的发电控制技术已非常成熟，近年来国内外学者针对三级式无刷交流起动/发电机的起动控制技术展开了研究。为了实现三级式无刷交流同步电机的起动控制，通常采用光电式和霍尔式位置传感器获取转子位置信息。然而，在航空应用中，恶劣的环境（如高温、低温、化学制品和震动）易引起位置传感器连接器、电缆或传感器零件等器件的故障，降低了转子位置信息的精度以及系统的机械鲁棒性；此外，电机体积的严格要求限制了传感器的安装空间，并且位置传感器的信号传输易引入干扰。为解决这些问题，三级式无刷交流同步电机的无位置传感器控制技术应运而生。三级式无刷交流同步电机采用矢量控制实现无位置传感器起动时，转子初始位置检测直接影响电机能否顺利起动，因此，三级式无刷交流同步电机的初始位置估计方法是无位置传感器起动控制技术的关键。

常规的电励磁同步电机初始位置估计方法主要包括：1)定子侧不通电，转子侧投入直流励磁，在转子电流从零增大到稳态值过程中检测定子绕组中感应电压，计算磁通的幅值和相位，获取转子磁极位置；2)在静止转子绕组中通入交流电流或直流脉动电流方法，检测定子三相短路绕组中产生的感应电流及转子电流，构造出一种初始转子位置估计器。然而，三级式无刷交流同步电机处于静止状态时，交流励磁机若采用恒定的直流励磁，交流励磁机的转子三相绕组中无法产生感应电势，主电机无法获得励磁电流，故主电机定子三相绕组中亦不能产生感应电势；交流励磁机若采用单相交流励磁，则主电机电枢绕组的感应电势是带有缺口的馒头波，并且主电机的转子励磁电流不可直接测取。综上，三级式无刷交流同步电机不能直接沿用常规的电励磁同步电机的转子初始位置估计方法。目前，国内外对三级式无刷交流同步电机的初始位置估计技术的研究甚少，文献[1]～[3]提出了基于扩展卡尔曼滤波器的三级式无刷交流同步电机的无传感器控制策略，低速时采用信号注入法预估电机转子位置信息，中高速时采用扩展卡尔曼滤波器预估电机的转子位置信息，但未提及电机静止时转子初始位置估计方法；专利[4]中亦提出了一种新型的三级式无刷交流同步电机的无位置传感器的控制方法，静止及低速时采用旋转高频信号注入法，中、高速时采用电压模式的位置估计方法，但是低速时存在N、S极判断的问题，而该专利中并未阐述N、S极的判断方法。

其中提到的参考文献分别是：

[1]L.Idkhajine,E.Monmasson,A.Maalouf.FPGA-based Sensorless controller forSynchronous Machine using an Extended Kalman Filter[C].EPE'09 13th EuropeanConference on,2009.

[2]A.Maalouf，L.Idkhajine,S.Le Ballois,E.Monmasson.Field programmable gatearray-based sensorless control of a brushless synchronous starter generator for aircraftapplication[J].Electric Power Applications,IET.2011(5):181~192.

[3]A.Maalouf，S.Le Ballois,L.Idkhajine,E.Monmasson,J.Y.Midy，F.Biais.Sensorless control of brushless exciter synchronous starter generator using ExtendedKalman Filter[C].IECON'09.35thAnnual Conference of IEEE,2009:2581~2586.

[4]Kandil A.Magdy，Magnus R.Keith，Baker Don．Aircraft Starter Generator forVariable Frequency Electrical System[P]．United States Patent：6838779，2005．

发明内容

本发明的目的，在于提供一种三级式无刷交流同步电机的转子初始位置估计方法，其可解决现有研究中存在的以上问题，获得准确的转子初始位置估计值，结构简单，易于实现，估算精度高，无需对起动/发电系统的拓扑结构进行更改，无需增加额外的硬件开销。

为了达成上述目的，本发明的解决方案是：

一种三级式无刷交流同步电机的转子初始位置估计方法，包括如下步骤：

（1）采用脉振高频电压注入法获取转子初始位置估计值：交流励磁机不通电，将脉振高频电压信号注入到三级式无刷交流同步电机的主电机中，并从主电机的高频响应电流中提取出转子初始位置的估计值；

采用反电势极性判断法获取转子扇区信息：主电机电枢回路不通电，在交流励磁机励磁绕组中通入直流励磁，待直流励磁稳定后，切断直流励磁，并检测主电机电枢绕组三相感应电压，根据三相感应电压极性获得转子扇区信息；

（2）根据反电势极性判断法获取的转子扇区信息对脉振高频电压注入法获取的转子位置估计值进行扇区修正，得到最终的转子初始位置估计值。

上述步骤（1）中，脉振高频电压注入法的具体内容是：

（a）三级式无刷交流同步电机的交流励磁机不通电，向三级式无刷交流同步电机的主电机中注入脉振高频电压信号；在估计的旋转坐标系中，直轴电压给定值为交轴电压给定值为

转子初始位置估计值的初始值为0，其中，ω_hf表示高频电压信号角频率；利用转子初始位置估计值对给定值

和进行Park^-1和Clarke^-1坐标变换得到三相电压值给定信号V_sa、V_sb和V_sc，给三级式无刷交流同步电机的主电机电枢绕组中注入给定的脉振高频电压信号；

（b）检测三级式无刷交流同步电机的主电机电枢绕组的相电流i_sa和i_sb，利用转子初始位置估计值对i_sa和i_sb进行Clarke和Park坐标变换，计算得到主电机交轴高频电流响应

（c）将

与sin(ω_hft)相乘，经过低通滤波器滤除其中的高频分量，从而得到仅包含转子位置误差的低频信号f(Δθ)，f(Δθ)经过位置调节器后得到转子初始位置估计值

（d）重复上述步骤(a)、(b)和(c)，直到转子初始位置估计值

一直保持不变。

上述步骤（1）中，反电势极性判断法的具体内容是：

（A）主电机电枢回路不通电，通过励磁功率电路为交流励磁机提供直流励磁；

（B）待交流励磁机的直流励磁电流达到稳态后，切断交流励磁机的直流励磁；在切断直流励磁时，交流励磁机励磁绕组中的电流从稳态值减小到零过程中，交流励磁机转子三相绕组中会感应出电压，经过旋转整流器整流后使得主电机激磁磁场也发生变化，在主电机三相绕组中产生感应电压；

（C）检测主电机电枢绕组三相感应电压，根据三相感应电压极性判断转子所处的扇区。

上述步骤（2）中，扇区修正的规则如下：

（a）若扇区判断结果表明转子处于A、B、C、X、Y、Z六个位置，则最终的转子初始位置估计值θ₁分别对应为θ₁=π/2、7π/6、-π/6、3π/2、π/6、5π/6；

（b）若扇区判断结果表明转子处于扇区3、4和5，则最终的转子初始位置估计值其中

表示转子初始位置估计值；

（c）若扇区判断结果表明转子处于扇区1、2和6，则最终的转子初始位置估计值

其中，A、B、C分别为三相绕组的始端，X、Y、Z分别为三相绕组的末端，同时定义A相绕组轴线处（α轴）转子位置为零；转子处于位置A时，转子位置角为π/2；扇区3对应转子位置角范围（π/2，5π/6），转子处于位置Z时，转子位置角为5π/6；扇区4对应转子位置角范围（5π/6，7π/6），转子处于位置B时，转子位置角为7π/6；扇区5对应转子位置角范围（7π/6，3π/2），转子处于位置X时，转子位置角为3π/2；扇区6对应转子位置角范围（-π/2，-π/6）；转子处于位置C时，转子位置角为-π/6；扇区1对应转子位置角范围（-π/6，π/6）；转子处于位置Y时，转子位置角为π/6；扇区2对应转子位置角范围（π/6，π/2）。

采用上述方案后，本发明提出将脉振高频电压注入法与反电势极性判断法相结合，实现三级式无刷交流同步电机的初始位置估计，对基于三级式无刷交流同步电机的飞机变频交流起动/发电系统的无位置传感器起动控制技术具有重要价值。

附图说明

图1是本发明中三级式无刷交流同步电机无位置传感器起动控制系统的原理框图；

图2是本发明中脉振高频电压注入法的原理框图；

图3是本发明中脉振高频电压注入法的调节系统原理框图；

图4是三级式无刷交流同步电机的结构原理图；

图5是本发明中反电势极性判断法的原理框图；

图6是转子位置为(π/6，π/2]区间时的主电机三相绕组感应电压极性示意图；

图7是转子位置为π/2时的主电机三相绕组感应电压极性示意图；

图8是转子位置在(π/2，5π/6]区间时的主电机三相绕组感应电压极性示意图。

具体实施方式

以下将结合附图，对本发明的技术方案进行详细说明。

利用脉振高频电压注入法进行转子初始位置估计时，可能判断的是转子N极位置，也可能判断的是转子S极位置，因此需要对转子的N、S极进行判断。为了满足脉振高频电压注入法的需求，本发明将反电势极性法与脉振高频电压注入法相结合，以此获得正确的转子初始位置估计值。本发明采用反电势极性判断法来弥补脉振高频电压注入法的缺陷，其原因有以下三点：

（1）在永磁同步电机中，通常利用电机的饱和凸极性（即直轴正向电感小于直轴负向电感），在转子直轴上注入适当的正、负向的脉冲电压，根据正、负向脉冲电流由稳态值衰减到零所需时间的大小关系进行转子N、S极判断。然而，在三级式无刷交流同步电机中，主电机为电励磁同步电机，直轴正、负向电感相等，正、负向脉冲电流的动态过程时间相等，无法判断转子N、S极；

（2）采用反电势极性判断法能够判断出转子所在的扇区，辨别出脉振高频电压注入法的估计位置是收敛于转子N极还是转子S极，能够解决脉振高频电压注入法所需的N、S极判断的问题；

（3）当转子初始位置处于0、π/2(rad)、π(rad)以及3π/2(rad)这些位置时，若采用脉振高频电压注入法进行转子初始位置估计，则转子估计位置一直为零，即使进行了转子N、S极判断，也不能区分出这四个特殊位置。然而，将反电势极性判断法与脉振高频电压注入法相结合，可以顺利地辨别出这些位置，弥补了脉振高频电压注入法的不足。

本发明提供一种三级式无刷交流同步电机的转子初始位置估计方法，所述的三级式无刷交流同步电机的无位置传感器起动控制系统的结构框图如图1所示，包括主电路、驱动隔离电路、采样调理电路、辅助电源和控制电路，其中，主电路主要包括起动电源、三相逆变电路、三级式无刷交流同步电机、励磁功率电路和励磁电源，三相逆变电路采用IPM，励磁功率电路采用MOSFET，在MSOFET两端并联肖特基二极管以及缓冲电路，降低了交流励磁机较大的励磁绕组电感所引起的MOSFET较高的关断电压尖峰；辅助电源为三相逆变电路和励磁功率电路提供驱动隔离电源；控制电路由DSP及CPLD构成，主要实现电流AD、IPM故障保护、空间矢量调制、转子初始位置估计等功能。

所述的转子初始位置估计方法将脉振高频电压注入法与反电势极性判断法相结合，然后进行扇区修正，采用反电势极性判断法的扇区信息对脉振高频电压注入法的转子位置估计值进行修正，从而获得最终的转子初始位置估计值，其中，脉振高频电压注入法与反电势极性判断法的实施顺序不分先后，具体包括如下步骤：

（1）采用脉振高频电压注入法，获得转子初始位置估计值

脉振高频电压注入法的原理框图如图2所示，工作过程为：

（a）三级式无刷交流同步电机的交流励磁机不通电，向三级式无刷交流同步电机的主电机中注入脉振高频电压信号。在估计的旋转坐标系中，直轴电压给定值为

交轴电压给定值为

转子初始位置估计值

的初始值为0，其中，ω_hf表示高频电压信号角频率。利用转子初始位置估计值

对给定值

和

进行Park^-1和Clarke^-1坐标变换得到三相电压值给定信号V_sa、V_sb和V_sc，采用SVPWM调制策略计算得到六个开关管的驱动信号S1～S6去控制三相逆变器，给三级式无刷交流同步电机的主电机电枢绕组中注入给定的脉振高频电压信号。

（b）检测三级式无刷交流同步电机的主电机电枢绕组的相电流i_sa和i_sb，根据主电机三相电流之和为零，则可容易得到第三相电流；利用转子初始位置估计值

对i_sa和i_sb进行Clarke和Park坐标变换，计算得到主电机交轴高频电流响应

假设在估计直轴上注入的高频电压信号的频率较高，电机电枢绕组、阻尼绕组、励磁绕组的高频感抗远远大于它们的高频电阻，则估计坐标系中的交轴高频电流响应

为：

$\widehat{i_{\mathrm{sq}}^{\mathrm{hf}}}=(\frac{{L_{\mathrm{md}}}^2-L_{\mathrm{kd}}\·L_{\mathrm{fd}}}{2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{hf}}\·{\mathrm{LL}}_D}+\frac{L_{\mathrm{kq}}}{2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{hf}}\·{\mathrm{LL}}_Q})V\sin \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{hf}}t\right)\sin \left(2\mathrm{\Δ\θ}\right)---\left(1\right)$

其中，LL_D=L_md ²(L_kd+L_sd+L_fd)-2L_md ³-L_kdL_sdL_fd，LL_Q=L_mq ²-L_kqL_sq，V为高频电压信号的幅值，Δθ为转子初始位置实际值与收敛值的差值（即转子位置误差值），ω_hf为高频电压信号角频率，L_sd为定子绕组等效直轴自感，L_sq为定子绕组等效交轴自感，L_md为直轴电枢反应电感，L_mq为交轴电枢反应电感，L_kd为直轴阻尼绕组自感，L_kq为交轴阻尼绕组自感，L_fd为励磁绕组自感。

（c）将

与sin(ω_hft)相乘，经过低通滤波器滤除其中的高频分量，从而得到仅包含转子位置误差的低频信号f(Δθ)，f(Δθ)经过位置调节器后得到转子初始位置估计值

由交轴高频电流响应

的表达式易知，

中含有转子位置误差值Δθ的信息，将与sin(ω_hft)相乘，经过低通滤波器滤除其中的高频分量，从而得到仅包含转子位置误差的低频信号f(Δθ)，如下式所示：

$\widehat{i_{\mathrm{sq}}^{\mathrm{hf}}}\sin \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{hf}}t\right)=(\frac{{L_{\mathrm{md}}}^2-L_{\mathrm{kd}}\·L_{\mathrm{fd}}}{4{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{hf}}\·{\mathrm{LL}}_D}+\frac{L_{\mathrm{kq}}}{4{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{hf}}\·{\mathrm{LL}}_Q})(1-\cos \left(2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{hf}}t\right))V\sin \left(2\mathrm{\Δ\θ}\right)---\left(2\right)$

$f\left(\mathrm{\Δ\θ}\right)=\mathrm{LPF}\left(\widehat{i_{\mathrm{sq}}^{\mathrm{hf}}}\sin \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{hf}}t\right)\right)=(\frac{{L_{\mathrm{md}}}^2-L_{\mathrm{kd}}{L}_{\mathrm{fd}}}{4{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{hf}}{\mathrm{LL}}_D}+\frac{L_{\mathrm{kq}}}{4{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{hf}}{\mathrm{LL}}_Q})V\sin \left(2\mathrm{\Δ\θ}\right)---\left(3\right)$

$=k\sin \left(2\mathrm{\Δ\θ}\right)=k\sin (2\mathrm{\θ}-2\widehat{\mathrm{\θ}})$

$k=V(\frac{{L_{\mathrm{md}}}^2-L_{\mathrm{kd}}\·L_{\mathrm{fd}}}{4{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{hf}}\·{\mathrm{LL}}_D}+\frac{L_{\mathrm{kq}}}{4{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{hf}}\·{\mathrm{LL}}_Q})---\left(4\right)$

将f(Δθ)经过转子位置调节器即可获得转子初始位置估算值

转子位置调节器采用积分器，构建如图3所示的调节系统，该系统通过闭环调节来实现转子位置跟踪。用图3中的虚线框中的部分来等效式（3）中f(Δθ)与θ、

的关系，该部分的输出与图2中的幅值调制模块等效。将转子位置误差值Δθ作为调节系统的状态变量，若Δθ＝0，则f(Δθ)＝ksin(2Δθ)＝0，调节系统为稳定状态；若Δθ＝mπ，m为正整数，则f(Δθ)＝ksin(2Δθ)＝0，调节系统亦为稳定状态。因此，该调节系统的稳定的平衡工作状态为Δθ＝mπ，m为整数。为便于分析，以(-π/2，3π/2]电角度周期为例，分析转子处于不同区间时调节系统的稳态工作状态，如表1所示。转子实际位置θ处于(-π/2，3π/2]电角度区间时，令转子位置估计值的初始值为0。当转子实际位置θ∈(0，π/2)时，转子位置误差值Δθ∈(0，π/2)，此时f(Δθ)>0，积分器正向积分，使转子位置估计值

变大，而电机转子实际位置θ不变，则Δθ减小，经过这样的调节作用，Δθ最终稳定于Δθ＝0；当转子实际位置θ∈(π/2，π)时，转子位置误差值Δθ∈(π/2，π)，此时f(Δθ)<0，积分器负向积分，使转子位置估计值

减小，而电机实际位置θ不变，则Δθ增大，经过这样的调节作用，Δθ最终稳定于Δθ＝π；当转子实际位置θ∈(π，3π/2)时，转子位置误差值Δθ∈(π，3π/2)，此时f(Δθ)>0，积分器正向积分，使转子位置估计值

增大，Δθ减小，Δθ最终稳定于Δθ＝π；当转子实际位置θ∈(3π/2，2π)或(-π/2，0)时，转子位置误差值Δθ∈(3π/2，2π)或(-π/2，0)，此时f(Δθ)<0，积分器负向积分，使转子位置估计值减小，Δθ增大，Δθ最终稳定于Δθ＝2π或Δθ＝0，由于转子位置的电角度周期为2π，所以可认为转子实际位置处于θ∈(3π/2，2π)或(-π/2，0)时，Δθ最终稳定于Δθ＝0。假设转子实际位置为θ，调节系统处于稳态工作状态Δθ，此时调节系统获得的转子位置估计值为

由图3易知

即

表1调节系统初值为零时的稳态工作状态

转子实际位置θ区间范围/rad	调节系统稳态工作状态Δθ
		(0，π/2)	0
(π/2，π)	π
		(π，3π/2)	π
(3π/2，2π)或(-π/2，0)	0

综上，在脉振高频电压注入法中，转子实际的初始位置θ等于转子初始位置估计值

与调节系统稳态工作状态Δθ之和，其中Δθ＝0或者π。Δθ＝0时表明估计值收敛于转子N极，Δθ＝π时表明估计值收敛于转子S极，所以脉振高频电压注入法仍需要额外的方法来判断转子的N、S极。从表1可知，调节系统的稳态工作状态Δθ与转子位置所在的区间范围息息相关，而反电势极性判断法恰恰能够得到转子所在的扇区信息，因此可通过反电势极性判断法来解决转子N、S极判断的问题。

（d）重复上述(a)、(b)和(c)，直到转子初始位置估计值

一直保持不变。

（2）采用反电势极性判断法，获得转子初始位置所在的扇区信息。图4为三级式无刷交流同步电机的结构原理图，包括永磁副励磁机、交流励磁机、旋转整流器和主电机四个部分，图5为反电势极性判断法的原理框图，由于三级式无刷交流同步电机的永磁副励磁机不参与起动过程，所以在图5中未画出永磁副励磁机。反电势极性判断法的工作过程为：

（a）主电机电枢回路不通电，开通励磁功率电路的功率开关管M1和M4，为交流励磁机提供直流励磁。

（b）待交流励磁机的直流励磁电流达到稳态后，关断励磁功率电路的功率开关管M1和M4，切断交流励磁机的直流励磁。在切断直流励磁时，交流励磁机励磁绕组中的电流从稳态值减小到零过程中，交流励磁机转子三相绕组中会感应出电压，经过旋转整流器整流后使得主电机激磁磁场也发生变化，在主电机三相绕组中产生感应电压。

（c）检测主电机电枢绕组三相感应电压，根据三相感应电压极性判断转子所处的扇区。

切断交流励磁机的直流励磁后，随着三级式无刷交流同步电机的主电机转子位置不同，其三相绕组感应的电势大小、方向也将不同。图6至图8为三级式无刷交流同步电机处于不同位置时，主电机的三相感应电压极性示意图，其中，d轴与A相绕组轴线的夹角为转子实际位置θ，定义转子处于α轴时，转子位置角θ＝0；定义顺时针为正方向，q轴超前d轴90°；×表示电流流进绕组，·表示电流流出绕组，定义电流流出绕组时绕组的感应电压方向为正。以转子处于第二扇区、π/2及第三扇区为例，分析主电机三相感应电压极性。若转子位于第二扇区，转子位置范围为(π/6，π/2)，电机静止时，由于转子磁通减小，三相绕组要产生与转子磁通同向的磁通，根据右手螺旋定则，A相绕组产生感应电流方向为流进A相绕组，A相感应电压为负；B相绕组产生感应电流方向为流进B相绕组，B相感应电压为负；C相绕组产生感应电流方向为流出C相绕组，C相感应电压为正，如图6所示。同理，若转子位置角θ＝π/2，由于A相绕组与转子磁通方向平行，所以A相绕组无感应电压产生；B相绕组产生感应电流方向为流进B相绕组，B相感应电压为负；C相绕组产生感应电流方向为流出C相绕组，C相感应电压为正，如图7所示；若转子位于第三扇区，转子位置范围为(π/2，5π/6)，A相绕组产生感应电流方向为流出A相绕组，A相感应电压为正；B相绕组产生感应电流方向为流进B相绕组，B相感应电压为负；C相绕组产生感应电流方向为流出C相绕组，C相感应电压为正，如图8所示。以此类推，可以得到转子位于其它位置时的三相感应电压极性，如表2所示。因此，通过对主电机定子三相绕组感应电压极性的判别，可确定出主电机转子所处的扇区位置。

表2转子位置与感应电势极性对应表

转子所在扇区

扇区6

C

扇区1

Y

扇区2

A

转子位置范围/rad

(-π/2，-π/6)

-π/6

(-π/6，π/6)

π/6

(π/6，π/2)

π/2

A相感应电压极性

-

-

-

-

-

0

B相感应电压极性

+

+

+

0

-

-

C相感应电压极性

-

0

+

+

+

+

转子所在扇区

扇区3

Z

扇区4

B

扇区5

X

转子位置范围/rad

(π/2，5π/6)

5π/6

(5π/6，7π/6)

7π/6

(7π/6，3π/2)

3π/2

A相感应电压极性

+

+

+

+

+

0

B相感应电压极性

-

-

-

0

+

+

C相感应电压极性

+

0

-

-

-

-

其中，A、B、C分别为三相绕组的始端，X、Y、Z分别为三相绕组的末端，同时定义A相绕组轴线处（α轴）转子位置为零；转子处于位置A时，转子位置角为π/2；扇区3对应转子位置角范围（π/2，5π/6），转子处于位置Z时，转子位置角为5π/6；扇区4对应转子位置角范围（5π/6，7π/6），转子处于位置B时，转子位置角为7π/6；扇区5对应转子位置角范围（7π/6，3π/2），转子处于位置X时，转子位置角为3π/2；扇区6对应转子位置角范围（-π/2，-π/6）；转子处于位置C时，转子位置角为-π/6；扇区1对应转子位置角范围（-π/6，π/6）；转子处于位置Y时，转子位置角为π/6；扇区2对应转子位置角范围（π/6，π/2）。

（3）在完成上述脉振高频电压注入法和反电势极性判断法后，根据反电势极性判断法的扇区信息对脉振高频电压注入法所得到的转子初始位置估计值

进行扇区修正，得到最终的转子初始位置估计值θ₁。扇区修正原则如下：

（a）若反电势极性判断法中的扇区判断结果表明转子处于A、B、C、X、Y、Z六个位置，则无需考虑脉振高频电压注入法的转子初始位置估计值

直接结合表2给出转子初始位置估计值θ₁，分别对应为θ₁=π/2、7π/6、-π/6、3π/2、π/6、5π/6；

（b）若反电势极性判断法中的扇区判断结果表明转子处于扇区3、4和5，由表2可知转子实际位置在区间(π/2，5π/6)、(5π/6，7π/6)、(7π/6，3π/2)内，则结合表1得到调节系统稳态工作状态Δθ＝π，即脉振高频电压注入法的转子初始位置估计值收敛于转子S极，修正后转子初始位置估计值

（c）若反电势极性判断法中的扇区判断结果表明转子处于扇区1、2和6，从表2易知转子实际位置在区间(-π/2，-π/6)、(-π/6，π/6)、(π/6，π/2)内，则根据表1得到调节系统稳态工作状态Δθ＝0，即脉振高频电压注入法的转子初始位置估计值

收敛于转子N极，修正后转子初始位置估计值

在扇区修正过程中，需要注意四个特殊位置：0、π/2(rad)、π(rad)以及3π/2(rad)。因为转子处于这些位置时，图3中的f(Δθ)=ksin(2Δθ)=0，经过积分器的作用后，脉振高频电压注入法所得到的转子初始位置估计值

均为0，所以经过转子N、S极判断后，亦不能有效辨别出这四个位置值。然而，本发明可以解决这个问题，因为反电势极性判断法可以直接辨别出转子位置π/2(rad)和3π/2(rad)，这两个特殊位置包含在上述情况（a）中；若转子实际位置处于0，则反电势极性判断法得出转子处于扇区1，根据表1可知，脉振高频电压注入法收敛于转子N极，那么可得出转子初始位置估计值

该特殊位置的处理过程包含在上述情况（c）中；若转子实际位置处于π(rad)，则反电势极性判断法得出转子处于扇区4，根据表1可知，脉振高频电压注入法收敛于转子S极，那么可得出转子初始位置估计值

该特殊位置的处理过程包含在上述情况（b）中。

以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。

Claims (4)

1.一种三级式无刷交流同步电机的转子初始位置估计方法，其特征在于包括如下步骤：

（1）采用脉振高频电压注入法获取转子初始位置估计值：交流励磁机不通电，将脉振高频电压信号注入到三级式无刷交流同步电机的主电机中，并从主电机的高频响应电流中提取出转子初始位置的估计值；

采用反电势极性判断法获取转子扇区信息：主电机电枢回路不通电，在交流励磁机励磁绕组中通入直流励磁，待直流励磁稳定后，切断直流励磁，并检测主电机电枢绕组三相感应电压，根据三相感应电压极性获得转子扇区信息；

（2）根据反电势极性判断法获取的转子扇区信息对脉振高频电压注入法获取的转子位置估计值进行扇区修正，得到最终的转子初始位置估计值。

2.如权利要求1所述的三级式无刷交流同步电机的转子初始位置估计方法，其特征在于：所述步骤（1）中，脉振高频电压注入法的具体内容是：

（a）三级式无刷交流同步电机的交流励磁机不通电，向三级式无刷交流同步电机的主电机中注入脉振高频电压信号；在估计的旋转坐标系中，直轴电压给定值为

交轴电压给定值为

转子初始位置估计值

的初始值为0，其中，ω_hf表示高频电压信号角频率；利用转子初始位置估计值

对给定值

和

进行Park^-1和Clarke^-1坐标变换得到三相电压值给定信号V_sa、V_sb和V_sc，给三级式无刷交流同步电机的主电机电枢绕组中注入给定的脉振高频电压信号；

（b）检测三级式无刷交流同步电机的主电机电枢绕组的相电流i_sa和i_sb，利用转子初始位置估计值

对i_sa和i_sb进行Clarke和Park坐标变换，计算得到主电机交轴高频电流响应

（c）将

与sin(ω_hft)相乘，经过低通滤波器滤除其中的高频分量，从而得到仅包含转子位置误差的低频信号f(Δθ)，f(Δθ)经过位置调节器后得到转子初始位置估计值

（d）重复上述步骤(a)、(b)和(c)，直到转子初始位置估计值

一直保持不变。

3.如权利要求1所述的三级式无刷交流同步电机的转子初始位置估计方法，其特征在于：所述步骤（1）中，反电势极性判断法的具体内容是：

（A）主电机电枢回路不通电，通过励磁功率电路为交流励磁机提供直流励磁；

（B）待交流励磁机的直流励磁电流达到稳态后，切断交流励磁机的直流励磁；在切断直流励磁时，交流励磁机励磁绕组中的电流从稳态值减小到零过程中，交流励磁机转子三相绕组中会感应出电压，经过旋转整流器整流后使得主电机激磁磁场也发生变化，在主电机三相绕组中产生感应电压；

（C）检测主电机电枢绕组三相感应电压，根据三相感应电压极性判断转子所处的扇区。

4.如权利要求1所述的三级式无刷交流同步电机的转子初始位置估计方法，其特征在于：所述步骤（2）中，扇区修正的规则如下：

（a）若扇区判断结果表明转子处于A、B、C、X、Y、Z六个位置，则最终的转子初始位置估计值θ₁分别对应为θ₁=π/2、7π/6、-π/6、3π/2、π/6、5π/6；

（b）若扇区判断结果表明转子处于扇区3、4和5，则最终的转子初始位置估计值

其中表示转子初始位置估计值；

（c）若扇区判断结果表明转子处于扇区1、2和6，则最终的转子初始位置估计值

其中，A、B、C分别为三相绕组的始端，X、Y、Z分别为三相绕组的末端，同时定义A相绕组轴线处（α轴）转子位置为零；转子处于位置A时，转子位置角为π/2；扇区3对应转子位置角范围（π/2，5π/6），转子处于位置Z时，转子位置角为5π/6；扇区4对应转子位置角范围（5π/6，7π/6），转子处于位置B时，转子位置角为7π/6；扇区5对应转子位置角范围（7π/6，3π/2），转子处于位置X时，转子位置角为3π/2；扇区6对应转子位置角范围（-π/2，-π/6）；转子处于位置C时，转子位置角为-π/6；扇区1对应转子位置角范围（-π/6，π/6）；转子处于位置Y时，转子位置角为π/6；扇区2对应转子位置角范围（π/6，π/2）。

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