CN102810988B - 级联型高压变频器单元母线电压自均衡方法及其装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种级联型高压变频器单元母线电压自均衡方法，该级联型高压变频器的每相有n个功率单元串联，该方法包括以下步骤：根据标准载波生成U相标准PWM信号、V相标准PWM信号和W相标准PWM信号；对标准载波进行移相，产生每一相的n路PWM信号，该n路PWM信号的移相角角度值从小到大依次分别为Φ1、Φ2……Φn，其中，相邻每两路PWM信号之间的移相角之差为一固定角度；对每相的n路PWM信号的移相角进行调整后，分别输出给每相的n个功率单元。本发明还公开了一种用于实现上述的级联型高压变频器单元母线电压自均衡方法的装置。采用上述技术方案后，能够实现单元母线电压的自均衡。

Description

级联型高压变频器单元母线电压自均衡方法及其装置

技术领域

本发明涉及一种级联型高压变频器单元母线电压自均衡方法及其装置。

背景技术

图1示出了一种目前常见的五级联高压变频器系统的拓扑结构。该高压变频器系统由移相变压器91、功率单元组92、主控模块93、光纤通信模块94、信号采集模块95、I/O接口96、通信模块97和人机界面98等八大部分组成。

级联型高压变频器主要采用移相调制的方法，具体又可分为SPWM载波移相调制（Carrier Phase Shifting SPWM，CPS-SPWM）、SAPWM载波移相调制（Carrier Phase Shifting SAPWM，CPS-SAPWM）或SVPWM载波移相调制（Carrier Phase Shifting SVPWM，CPS-SVPWM）方法。以CPS-SPWM调制方法为例，其基本原理是，对于由n个H桥单元组成的级联多电平逆变器，每个H桥单元都采用低开关频率的SPWM调制方法，各H桥单元的正弦调制波相同，用n组三角载波分别进行调制，各三角载波具有相同的频率和幅值，但相位依次相差固定的角度，从而使每个H桥单元输出的SPWM脉冲也错开一定的角度，大大增加了等效开关频率，经过叠加后，级联多电平逆变器最终输出的波形是一个多电平的阶梯波，通过选择合适的移相角度可以使输出电压的谐波含量大幅度减少。

级联型高压变频器的主控模块的原理框图如图2所示。该主控模块通过接口单元901接收用户命令，并上传自身状态信息；PWM信号产生单元902根据电机控制及保护单元903传送的由工作参数检测单元904检测到的电流、电压和转速信息，实时计算对应U、V、W三相的PWM脉宽；然后，移相单元905以每一相PWM为标准进行移相，如果是5级联系统，则分出5路PWM，其移相角按固定顺序从小到大，比如在分出PWM1~PWM5之后，PWM1~PWM5的移相角分别为0、л/5rad、2л/5rad、3л/5rad和4л/5rad。移相单元的输出波形如图3所示，其中，PWM1使用标准三角载波，PWM2的三角载波是将标准三角载波滞后л/5rad，PWM3的三角载波是将标准三角载波滞后2л/5rad，PWM4的三角载波是将标准三角载波滞后3л/5rad，PWM5的三角载波是将标准三角载波滞后4л/5rad。移相单元905输出的PWM1~PWM5分别驱动功率单元PUA1~PUA5。现有的移相方式固定了每个功率单元的移相角度，即各单元滞后标准三角载波的角度均按其编号固定下来，而不会发生变化。通常，主控模块通过数字信号处理器（DSP）和现场可编程门阵列（FPGA）芯片实现，DSP根据标准三角载波产生标准PWM，FPGA通过按照固定顺序对标准三角载波进行移相，从而产生5路PWM（即PWM1~PWM5），其移相相角分别固定为：0、л/5rad、2л/5rad、3л/5rad、4л/5rad，且这5路PWM信号分别输送给固定的功率单元。

传统方法可以很好地降低输出电压谐波，但是却不能有效控制每个单元母线的电压，当变频器减速或遇到特殊工况和电机时，可能造成某些单元母线电压比其他单元母线电压高，甚至导致变频器故障保护和损坏母线上的电容。

发明内容

本发明所要解决的技术问题在于克服现有技术的上述缺陷，提供一种能够实现功率单元母线电压均衡的方法及其装置。

本发明所采用的技术方案是：一种级联型高压变频器单元母线电压自均衡方法，该级联型高压变频器的每相有n个功率单元串联，其中，n为大于等于3的整数；其特点在于，该级联型高压变频器单元母线电压自均衡方法包括以下步骤：

根据标准载波生成U相标准PWM信号、V相标准PWM信号和W相标准PWM信号；

对标准载波进行移相，产生每一相的n路PWM信号，该n路PWM信号的移相角角度值从小到大依次分别为Φ1、Φ2……Φn；

对每相的n路PWM信号的移相角进行调整后，分别输出给每相的n个功率单元。

本发明还公开了一种用于实现上述的级联型高压变频器单元母线电压自均衡方法的装置，包括：

PWM信号产生单元，用于根据标准载波生成U相标准PWM信号、V相标准PWM信号和W相标准PWM信号：

移相单元，用于对标准载波进行移相，产生每一相的n路PWM信号，该n路PWM信号的移相角角度值从小到大依次分别为Φ1、Φ2……Φn；

PWM移相角调整单元，用于对每相的n路PWM信号的移相角进行调整后，分别输出给每相的n个功率单元。

本发明的有益效果是：

1.根据实验，由于接收移相角度越小的PWM信号的功率单元越先导通，越先被充电，母线电压就会高于接收移相角比它大的PWM信号的功率单元。因此，采用上述技术方案后，可通过调整每相各功率单元所接收的PWM信号的移相角度，使母线电压较小的功率单元接收具有较小移相角的PWM信号，而母线电压较大的功率单元接收具有较大移相角的PWM信号，使每相的n个功率单元的母线电压实现均衡。在上一时间接收了具有较小移相角的PWM信号、先被充电的功率单元，在下一时间使其接收具有一个较大移相角的PWM信号，让其在接下来的一段时间延迟充电，可起到均衡母线电压的作用；母线电压从小到大排列的n个功率单元所接收的n路PWM信号的移相角实时按照从小到大的顺序排列，这样母线电压小的功率单元所接收的PWM信号的移相角也小，从而可以先充电，达到实现母线电压均衡的效果；

2.延长并联在功率单元母线上的母线电容使用寿命；

3.因为各电平电压均衡，所以可进一步降低输出电压谐波。

附图说明

图1是现有的一种五级联高压变频器系统的拓扑结构示意图。

图2是现有的级联型高压变频器的主控模块的原理框图。

图3是现有的一种五级联高压变频器系统的U相的PWM信号移相波形示意图。

图4是本发明第一实施例中在T2周期输入到U相各功率单元的PWM信号的移相角度示意图。

图5是本发明第一实施例中在T3周期输入到U相各功率单元的PWM信号的移相角度示意图。

图6是本发明第二实施例中在T1到T1+ΔT时间内输入到U相各功率单元的PWM信号的移相角度示意图。

图7是本发明第二实施例中在T1+ΔT到T1+2ΔT时间内输入到U相各功率单元的PWM信号的移相角度示意图。

图8是本发明第三实施例中在t1时刻输入到U相各功率单元的PWM信号的移相角度示意图。

图9是本发明第三实施例中在t2时刻输入到U相各功率单元的PWM信号的移相角度示意图。

图10是本发明第三实施例中在t3时刻输入到U相各功率单元的PWM信号的移相角度示意图。

图11是本发明第四实施例中在t1到t1+ΔT时间内输入到U相各功率单元的PWM信号的移相角度示意图。

图12是本发明第四实施例中在t1+ΔT到t1+2ΔT时间内输入到U相各功率单元的PWM信号的移相角度示意图。

图13是本发明第四实施例中在t 1+2ΔT到t1+3ΔT时间内输入到U相各功率单元的PWM信号的移相角度示意图。

图14是根据本发明一实施例的用于实现级联型高压变频器单元母线电压自均衡方法的装置的原理框图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做出进一步说明。

根据本发明一实施例的级联型高压变频器单元母线电压自均衡方法包括以下步骤：

步骤1，根据标准载波生成U相标准PWM信号、V相标准PWM信号和W相标准PWM信号。

步骤2，对标准载波进行移相，产生每一相的n路PWM信号，该n路PWM信号的移相角角度值从小到大依次分别为Φ1、Φ2……Φn。

在一种实施方式中，相邻每两路PWM信号之间的移相角之差为一固定角度。当n为奇数时，每一路PWM信号的移相角角度值等于i*π/n或者i*2π/n；当n为偶数时，每一路PWM信号的移相角角度值等于i*π/n；其中，i=0,1……n-1，n为级联数。每一路PWM信号的移相角角度值也可根据需要设置成其它角度，如i*（π-30°）/n+1或者i*（π-20°）/n-1等。

步骤3，对每相的n路PWM信号的移相角进行调整后，分别输出给每相的n个功率单元，以使每相的n个功率单元的母线电压实现均衡。

下面以CPS-SPWM调制方法、5级联高压变频器为例，举例说明如何对输出给每相的n个功率单元的n路PWM信号的移相角进行调整。

实施例1（图3、4、5）

在该实施例中，对每相的n路PWM信号的移相角进行调整是指，在每一调制波周期，使每相的n路PWM信号的移相角大小随机对应到Φ1、Φ2……Φn。

表1具体列出了随机改变5级联高压变频器的U相的5个功率单元接收的PWM信号的移相角角度值。

表1

如表1所示，DSP根据标准三角载波产生的标准PWM信号，在调制波周期T1内，FPGA生成的5路PWM信号较标准PWM信号的移相角分别为0、л/5rad、2л/5rad、3л/5rad和4л/5rad（PWM1、PWM2、PWM3、PWM4、PWM5），其波形图如图3所示。在调制波周期T2，FPGA随机生成的5路PWM信号较标准PWM信号的移相角分别变为3л/5rad、4л/5rad、0、2л/5rad、л/5rad，并输入到功率单元PUA1~PUA5，其波形如图4所示。在调制波周期T3，FPGA随机生成的5路PWM信号较标准PWM的移相角分别变为4л/5rad、2л/5rad、3л/5rad、0、л/5rad，并输入到功率单元PUA1~PUA5,其波形如图5所示。

实施例2（图3、6、7示意）

在该实施例中，对每相的n路PWM信号的移相角进行调整是指，每隔ΔT时间，将与n路功率单元相对应的n路PWM信号的移相角角度值序列向上循环移动一位，优选地，ΔT为载波周期的整数倍。即，在调制波周期T内，与n路功率单元相对应的PWM信号的移相角角度值序列为Φ1、Φ2……Φn，在T到T+ΔT时间内，与n路功率单元相对应的PWM信号的移相角角度值序列为Φ2、Φ3……Φn、Φ1；在T+ΔT到T+2ΔT时间内，与n路功率单元相对应的PWM信号的移相角角度值序列为Φ3、Φ4……Φn、Φ1、Φ2，依此类推。

表2具体列出了定时顺序改变5级联高压变频器的U相的5个功率单元接收的PWM信号的移相角角度值。

表2

以表2为例，DSP根据标准三角载波产生的标准PWM信号不变，在调制波周期T1时间，FPGA生成的5路PWM信号较标准PWM信号的移相角分别为0、л/5rad、2л/5rad、3л/5rad、4л/5rad，（即PWM1、PWM2、PWM3、PWM4、PWM5）分别输入到功率单元PUA1~PUA5，如图3所示。在T1到T1+ΔT（优选地，ΔT为载波周期的整数倍）时间内，FPGA按既定顺序生成的5路PWM信号较标准PWM信号的移相角分别变为л/5rad、2л/5rad、3л/5rad、4л/5rad、0，并输入到功率单元PUA1~PUA5，如图6所示。在T1+ΔT到T1+2ΔT时间，FPGA按既定顺序生成的5路PWM信号较标准PWM信号的移相角分别变为2л/5rad、3л/5rad、4л/5rad、0、л/5rad，并输入到功率单元PUA1~PUA5，如图7所示。

实施例3（图3、8、9、10示意）

在该实施例中，对每相的n路PWM信号的移相角进行调整包括以下步骤：

设定单元母线电压阈值；

实时接收测量到的每一功率单元的母线电压；

实时将各功率单元的母线电压测量值与所述的单元母线电压阈值进行比较；

如果有一个功率单元的母线电压测量值超过所述的单元母线电压阈值，则将与按照母线电压测量值从小到大排列的n个功率单元相对应的n路PWM信号的移相角大小分别设置为Φ1、Φ2……Φn。

表3具体列出了超过阈值改变5级联高压变频器的U相的5个功率单元接收的PWM信号的移相角角度值。

表3

上述的单元母线电压阈值可以是上阈值或下阈值，上阈值是为防止母线电压过高而设置，下阈值是为防止欠压而设置。当功率单元的母线电压测量值高于上阈值或低于下阈值，均视为超过了单元母线电压阈值。以表3为例，假设单元母线电压阈值为1050V，该1050V是为防止母线电压过高而设定的上阈值。DSP根据标准三角载波产生的标准PWM不变，在t1时刻，假设FPGA生成的5路PWM信号较标准PWM信号的移相角分别为0、л/5rad、2л/5rad、3л/5rad、4л/5rad，（即PWM1、PWM2、PWM3、PWM4、PWM5）分别输入到功率单元PUA1~PUA5，如图3所示。但此刻母线电压分别为1100V、990V、1160V、950V、1000V，因为有单元（PUA1、PUA3）的母线电压超过设定阈值电压1050V，则根据各单元母线电压的高低排序，并以此为依据，母线电压越高的功率单元连入的PWM信号的移相角越大，即将移相角为4л/5rad的PWM信号输入到母线电压最高的单元（PUA3），移相角为3л/5rad的PWM信号输入到母线电压次高的单元（PUA1），以此类推，则t1时刻之后，FPGA生成的5路PWM信号较标准PWM信号的移相角分别变为3л/5rad、л/5rad、4л/5rad、0、2л/5rad，并输入到功率单元PUA1~PUA5，如图8所示。同理，在t2时刻，单元PUA1~PUA5的母线电压分别为990V、1120V、1010V、1020V、960V，因为有单元（PUA2）的母线电压超过设定阈值电压1050V，则根据各单元母线电压的高低排序，并以此为依据，母线电压越高的单元连入的PWM移相角越大，即将移相角4л/5rad的PWM输入到母线电压最高的单元（PUA2），移相角3л/5rad的PWM输入到母线电压次高的单元（PUA4），以此类推，则t2时刻之后，FPGA生成的5路PWM信号较标准PWM信号的移相角分别变为л/5rad、4л/5rad、2л/5rad、3л/5rad、0，并输入到功率单元PUA1~PUA5，如图9所示。同理，在t3时刻，单元PUA5的母线电压超过设定阈值电压1050V，根据母线电压排序，则t3时刻之后，FPGA生成的5路PWM信号较标准PWM信号的移相角分别变为2л/5rad、л/5rad、3л/5rad、0、4л/5rad，并输入到功率单元PUA1~PUA5，如图10所示。

实施例4（图3、11、12、13示意）

在该实施例中，对每相的n路PWM信号的移相角进行调整包括以下步骤：

实时接收测量到的每一功率单元的母线电压；

每隔ΔT时间，将与按照母线电压测量值从小到大排列的n个功率单元相对应的n路PWM信号的移相角大小分别设置为Φ1、Φ2……Φn，优选地，ΔT为载波周期的整数倍。

表4具体列出了按照固定时间根据母线电压排序改变5级联高压变频器的U相的5个功率单元接收的PWM信号的移相角角度值。

表4

以表4为例，DSP根据标准三角载波产生的标准PWM不变，假设在t1时刻，FPGA生成的5路PWM信号较标准PWM信号的移相角分别为0、л/5rad、2л/5rad、3л/5rad、4л/5rad，（即PWM1、PWM2、PWM3、PWM4、PWM5）分别输入到功率单元PUA1~PUA5，如图3所示。但此刻母线电压分别为1010V、990V、1060V、950V、1000V，则根据各单元母线电压的高低排序，并以此为依据，母线电压越高的单元连入的PWM信号的移相角越大，即将移相角为4л/5rad的PWM信号输入到母线电压最高的单元（PUA3），移相角为3л/5rad的PWM信号输入到母线电压次高的单元（PUA1），以此类推，则在t1到t1+ΔT时间里，FPGA生成的5路PWM信号较标准PWM信号的移相角分别变为3л/5rad、л/5rad、4л/5rad、0和2л/5rad，并输入到功率单元PUA1~PUA5，如图11所示。同理，在t1+ΔT时刻，单元PUA1~PUA5的母线电压分别为990V、1030V、1010V、1020V、960V，则根据各单元母线电压的高低排序，并以此为依据，母线电压越高的单元连入的PWM信号的移相角越大，即将移相角4л/5rad的PWM信号输入到母线电压最高的单元（PUA2），移相角为3л/5rad的PWM信号输入到母线电压次高的单元（PUA4），以此类推，则在t1+ΔT到t1+2ΔT时间里，FPGA生成的5路PWM较标准PWM的移相角分别变为л/5rad、4л/5rad、2л/5rad、3л/5rad和0，并输入到功率单元PUA1~PUA5，如图12所示。同理，在t1+2ΔT时刻，根据母线电压排序，则在t1+2ΔT到t1+3ΔT时间里，FPGA生成的5路PWM较标准PWM的移相角分别变为2л/5rad、л/5rad、3л/5rad、0、4л/5rad，并输入到功率单元PUA1~PUA5，如图13所示。

上述的四个实施例中，实施例1和2是一种粗略的均衡方案，而实施例3和4是根据母线电压的实际大小更加精确的均衡方案。而实施例3与实施例4的区别在于：实施例3是实时监控母线电压，随时调整；实施例4是周期性地检测母线电压，根据检测结果调整，调整周期为ΔT。本发明可以应用于不同电平数的系统，也适用于其他移相调制算法，如CPS-SAPWM、CPS-SVPWM等。另外，在上述的实施例中，在对每相的n路PWM信号的移相角进行调整后，输入到每相的n个功率单元的PWM信号的移相角的顺序虽然发生了改变，但是大小仍为调整之前的Φ1、Φ2……Φn。然而，在其它的应用实施例中，也可以使调整后输入到每相的n个功率单元的PWM信号的移相角大小不同于调整之前的移相角大小。例如，在上述的实施例4中，每隔ΔT时间，可将与按照母线电压测量值从小到大排列的n个功率单元相对应的n路PWM信号的移相角大小分别设置为0、л/6rad、л/3rad、л/2rad、2л/3rad，而不是上述的0、л/5rad、2л/5rad、3л/5rad和4л/5rad。

图14是根据本发明一实施例的用于实现级联型高压变频器单元母线电压自均衡方法的装置的原理框图。其包括PWM信号产生单元12、移相单元15和PWM移相角调整单元16。其中，PWM信号产生单元12用于根据标准载波生成U相标准PWM信号、V相标准PWM信号和W相标准PWM信号。移相单元15用于对标准载波进行移相，产生每一相的n路PWM信号，该n路PWM信号的移相角角度值从小到大依次分别为Φ1、Φ2……Φn。PWM移相角调整单元16对每相的n路PWM信号的移相角进行调整后，分别输出给每相的n个功率单元。该装置与现有技术的区别在于，在现有的移相模块与功率单元组之间增加了PWM移相角调整单元16，从而可调整各功率单元接收的PWM信号的移相角，从而实现单元母线电压的自均衡。

在一种实施方式中，PWM移相角调整单元包括PWM移相角随机调整子单元，用于在每一调制波周期，使每相的n路PWM信号的移相角大小随机对应到Φ1、Φ2……Φn。

在另一种实施方式中，PWM移相角调整单元包括PWM移相角循环移位子单元，用于每隔ΔT时间，将与n路功率单元相对应的n路PWM信号的移相角角度值序列向上循环移动一位，优选地，ΔT为载波周期的整数倍。

在又一种实施方式中，PWM移相角调整单元包括：

母线电压阈值设定子单元，用于设定单元母线电压阈值；

接收子单元，用于实时接收测量到的每一功率单元的母线电压；

比较子单元，用于实时将各功率单元的母线电压测量值与所述的单元母线电压阈值进行比较；

处理子单元，用于在有一个功率单元的母线电压测量值超过所述的单元母线电压阈值时，则将与按照母线电压测量值从小到大排列的n个功率单元相对应的n路PWM信号的移相角大小分别设置为Φ1、Φ2……Φn。

在又一种实施方式中，PWM移相角调整单元包括：

接收子单元，实时接收测量到的每一功率单元的母线电压；

处理子单元，用于每隔ΔT，将与按照母线电压测量值从小到大排列的n个功率单元相对应的n路PWM信号的移相角大小分别设置为Φ1、Φ2……Φn，优选地，ΔT为载波周期的整数倍。

Claims (11)

1.一种级联型高压变频器单元母线电压自均衡方法，该级联型高压变频器的每相有n个功率单元串联，其中，n为大于等于3的整数；其特征在于，该级联型高压变频器单元母线电压自均衡方法包括以下步骤：

根据标准载波生成U相标准PWM信号、V相标准PWM信号和W相标准PWM信号；

对标准载波进行移相，产生每一相的n路PWM信号，该n路PWM信号的移相角角度值从小到大依次分别为Φ1、Φ2……Φn；

对每相的n路PWM信号的移相角进行调整后，分别输出给每相的n个功率单元。

2.如权利要求1所述的级联型高压变频器单元母线电压自均衡方法，其特征在于，所述的对每相的n路PWM信号的移相角进行调整是指，在每一调制波周期，使每相的n路PWM信号的移相角大小随机对应到Φ1、Φ2……Φn。

3.如权利要求1所述的级联型高压变频器单元母线电压自均衡方法，其特征在于，所述的对每相的n路PWM信号的移相角进行调整是指，每隔ΔT时间，将与n路功率单元相对应的n路PWM信号的移相角角度值序列向上循环移动一位。

4.如权利要求1所述的级联型高压变频器单元母线电压自均衡方法，其特征在于，所述的对每相的n路PWM信号的移相角进行调整包括以下步骤：

设定单元母线电压阈值；

实时接收测量到的每一功率单元的母线电压；

实时将各功率单元的母线电压测量值与所述的单元母线电压阈值进行比较；

如果有一个功率单元的母线电压测量值超过所述的单元母线电压阈值，则将与按照母线电压测量值从小到大排列的n个功率单元相对应的n路PWM信号的移相角大小分别设置为Φ1、Φ2……Φn。

5.如权利要求1所述的级联型高压变频器单元母线电压自均衡方法，其特征在于，所述的对每相的n路PWM信号的移相角进行调整包括以下步骤：

实时接收测量到的每一功率单元的母线电压；

每隔ΔT时间，将与按照母线电压测量值从小到大排列的n个功率单元相对应的n路PWM信号的移相角大小分别设置为Φ1、Φ2……Φn。

6.如权利要求1所述的级联型高压变频器单元母线电压自均衡方法，其特征在于，

对于所述的n路PWM信号，当n为奇数时，每一路PWM信号的移相角角度值等于i*π/n或者i*2π/n，当n为偶数时，每一路PWM信号的移相角角度值等于i*π/n，其中，i=0,1……n-1，n为级联数。

7.用于实现如权利要求1所述的级联型高压变频器单元母线电压自均衡方法的装置，其特征在于，包括：

PWM信号产生单元，用于根据标准载波生成U相标准PWM信号、V相标准PWM信号和W相标准PWM信号：

移相单元，用于对标准载波进行移相，产生每一相的n路PWM信号，该n路PWM信号的移相角角度值从小到大依次分别为Φ1、Φ2……Φn；

PWM移相角调整单元，用于对每相的n路PWM信号的移相角进行调整后，分别输出给每相的n个功率单元。

8.如权利要求7所述的装置，其特征在于，所述的PWM移相角调整单元包括：

PWM移相角随机调整子单元，用于在每一调制波周期，使每相的n路PWM信号的移相角大小随机对应到Φ1、Φ2……Φn。

9.如权利要求7所述的装置，其特征在于，所述的PWM移相角调整单元包括：

PWM移相角循环移位子单元，用于每隔ΔT时间，将与n路功率单元相对应的n路PWM信号的移相角角度值序列向上循环移动一位。

10.如权利要求7所述的装置，其特征在于，所述的PWM移相角调整单元包括：

母线电压阈值设定子单元，用于设定单元母线电压阈值；

接收子单元，用于实时接收测量到的每一功率单元的母线电压；

比较子单元，用于实时将各功率单元的母线电压测量值与所述的单元母线电压阈值进行比较；

处理子单元，用于在有一个功率单元的母线电压测量值超过所述的单元母线电压阈值时，则将与按照母线电压测量值从小到大排列的n个功率单元相对应的n路PWM信号的移相角大小分别设置为Φ1、Φ2……Φn。

11.如权利要求7所述的装置，其特征在于，所述的PWM移相角调整单元包括：

接收子单元，实时接收测量到的每一功率单元的母线电压；

处理子单元，用于每隔ΔT时间，将与按照母线电压测量值从小到大排列的n个功率单元相对应的n路PWM信号的移相角大小分别设置为Φ1、Φ2……Φn。