CN102804577B - 开关模式电源中的电容确定 - Google Patents

Abstract

本申请描述了一种确定连接到开关模式电源输出端的一个或多个电容性元件的总电容的度量的方法。该方法包括生成电压控制信号以使输出电压控制器将开关模式电源输出端处的电压从初始电压值扫描到最终电压值。接收在输出电压扫描期间由电流采样器测量的输出端处的电流的样本值，并使用接收的样本值计算表示总电容的度量的积分电流值。

Description

开关模式电源中的电容确定

技术领域

本发明一般涉及开关模式电源领域，并且更具体地说，涉及确定连接到开关模式电源输出端的一个或多个电容性元件的总电容的度量。

背景技术

开关模式电源(SMPS)是众所周知的功率转换器类型，由于其小尺寸和重量以及高效率而具有各种各样的应用，例如在个人计算机和便携式电子装置(诸如蜂窝电话)中。SMPS通过在高频(通常为几十到几百kHz)开关开关元件(诸如功率MOSFET)来取得这些优点，其中使用反馈信号调整开关频率或占空比，从而将输入电压转换成期望的输出电压。SMPS可采取整流器(AC/DC转换器)、DC/DC转换器、变频器(AC/AC)或逆变器(DC/AC)的形式。

图1是采用了将输入电压V_in转换成期望输出电压V_out的buck转换器形式的开关模式DC/DC电源10的简化电路图，期望输出电压V_out施加在由与负载电容器30并联连接的电阻器20表示的负载上。电源10包括电感器40、滤波电容器50、二极管60、功率晶体管70和控制电源的操作的脉宽调制(PWM)控制器80。尽管以图1的简化图解示出了单个滤波电容器50，但是开关模式电源通常将大电容器组用于在负载瞬变期间维持稳定的输出电压或用于将电压纹波保持在可接受电平。PWM控制器以适当频率(例如300kHz)将电压脉冲90施加到功率晶体管70的栅极。PWM控制器通过基于由差分放大器100生成的反馈信号调整脉冲的占空比D(定义为D＝T_ON/T_switch，其中T_ON是脉冲的持续时间并且T_switch是开关周期)来调节输出电压V_out。反馈信号指示输出电压V_out与放大器的参考电压V_Ref之间的差，其由控制器80控制。

为了优化包括PWM控制器80的反馈环的性能，系统需要被正确识别。系统识别中的常见方法是在正常信号上叠加扰动并分析输出上发生了什么，例如在L.Ljung的“SystemIdentification-TheoryfortheUser”(Prentice-Hall，EnglewoodCliffs，ISBN0-13-881640，1987)中所描述的。这个扰动能够以许多不同的方式注入。一种方式是使用中继反馈，如在K.J.和T.Hagglund的“AutomatictuningofPIDcontrollers”(InstrumentSocietyofAmerica，ISBN1-55617-081-5，1988)中描述的。备选地，能够通过引起有限循环或注入噪声信号来注入扰动，如在ZhaoZhenyu的题为“DesignandPracticalImplementationofDigitalAuto-tuningandFast-responseControllersforLow-powerSwitch-modePowerSupplies”(UniversityofToronto，Canada，2008)的博士论文中描述的。

以上方案的一个关键问题是控制或限制输出端处的扰动幅度。SMPS的负载有时对过电压具有非常严格的要求，这使这种方法不适合或者甚至不可能使用。而且，在一些应用中，特别是在电信产业中的那些应用中，根本不能容忍输出电压上的扰动。前面提到的采用反馈控制的方法需要花时间并消耗电力的复杂计算。此外，这些方法对计算资源有大量需求。涉及注入正弦扰动并使用互相关以便确定系统的传递函数的其它方法也是耗时的，并且需要花时间并消耗功率的复杂计算，并且要求分配许多计算资源。

因此，高度期望开发避免注入能够在电源输出电压上引起附加噪声的任何扰动的用于优化SMPS中的反馈环参数的方案。这需要确定耦合到电源的输出端的总电容的度量。这个电容影响SMPS的系统动态特性，并且必须在控制律综合期间考虑。

在诸如ASIC和FPGA等负载中新CMOS技术的发展已经导致对电源的电流容量和电压容差带的更严格要求。此外，现在经常使用具有不同电容器类型混合的电容器组来优化具体负载电路的电气性能和成本。此外，技术发展已经改进了电容器的电气特性，使得它们具有更高的电容和更低的等效串联电阻(ESR)。由此，电容性负载在不同应用之间能够大范围变化。

从而，为了获得系统动态特性的良好模型，电容性负载的就地识别是非常受关注的。识别也能够结合某一自动调谐算法来使用，该算法使例如对于实际应用中的老化部件和温度漂移的调整成为可能。

发明内容

在下文描述了根据本发明优选实施例的用于SMPS中负载电容识别的快速而计算有效的算法。该算法允许使用适度硬件要求来准确确定负载电容，并且不在控制环中注入任何扰动，由此确保输出电压免于任何扰乱。负载电容的准确识别能够用于调谐SMPS中的控制环，得出改进的鲁棒性和负载瞬变响应。

根据本发明，确定连接到开关模式电源输出端的一个或多个电容性元件的总电容的度量。生成电压控制信号以使输出电压控制器将开关模式电源输出端处的电压从初始电压值扫描到最终电压值。接收在所述输出电压的扫描期间由电流采样器测量的所述输出端处的电流的样本值。然后使用接收的样本值计算表示所述总电容的度量的积分电流值。

通过使用在输出电压的扫描期间测量的电流样本值计算积分电流值，例如在SMPS启动时，能够获得在电容性元件中积累的总电荷的度量并且由此获得总电容的度量。在根据本发明实施例的算法中，用电流样本之和近似该积分。该算法因此是计算有效的并适合于在硬件或软件中实现。

本发明还提供一种用于确定连接到开关模式电源输出端的一个或多个电容性元件的总电容的度量的开关模式电源控制器。开关模式电源控制器包括可操作以生成电压控制信号以使输出电压控制器将在开关模式电源输出端处的电压从初始电压值扫描到最终电压值的信号发生器。所述控制器还包括可操作以接收在输出电压的扫描期间由电流采样器测量的输出端处的电流的样本值的接收器和可操作以使用接收的样本值计算表示总电容的度量的积分电流值的电流计算器。

本发明还提供包括如上所述开关模式电源控制器的开关模式电源。

本发明还提供了包括计算机可读存储介质的计算机程序产品或携带计算机程序指令的信号，所述指令如果由可编程处理器运行则使所述处理器执行如上所述的方法。

附图说明

现在将仅作为示例参考附图详细说明本发明的实施例，附图中：

图1是连接到负载的常规开关模式DC/DC电源的示意图；

图2示出了根据本发明实施例的开关电源；

图3示出了图2中所示信号处理单元的部件；

图4示出了电压斜变期间SMPS输出电压和电流的示意图表；

图5示出了根据实施例确定SMPS上总电容性负载的方法；

图6对于斜变时间的各种值示出了作为电流ADC中最大量化误差的函数的电容估计不确定性；

图7对于最终输出电压的各种值示出了作为电流ADC中最大量化误差的函数的电容估计不确定性；以及

图8A和8B示出了在电压斜变期间测量电流样本值的电压间隔示例。

具体实施方式

图2是根据本发明实施例的连接到负载300的开关模式DC/DC电源200的示意图。负载300包括由电阻为R_load的电阻器310表示的电阻性负载和由电容为C_load的电容器320表示的电容性元件。电阻性负载和电容性元件并联连接在SMPS输出端与保持在参考电势(诸如地)的端子之间。电容性元件可以是电容器或具有电容的任何其它电路部件，例如静电耦合到接地导线的信号线的一部分。电容性元件可直接连接到SMPS输出端和/或参考电势，或经由一个或多个其它电容性元件或其它电路部件间接连接到SMPS输出端和/或参考电势。

电源包含优选为功率MOSFET的晶体管SW1和SW2。晶体管SW1和SW2的开关由PWM控制器210控制。由控制器210生成的开关信号可直接传送到晶体管(如所示)的栅极或经由相应开关驱动电路传送。晶体管SW1的漏极端子在V_in处连接到DC电压线，而晶体管SW2的源极连接到参考点(诸如地)。晶体管SW1的源极和晶体管SW2的漏极都连接到输出滤波器，在这个示例中输出滤波器包括如图2中所示连接的电感为L的电感器220和电阻为R_L的本征DC电阻(DCR)221以及电容为C_f的电容器230。

PWM控制器210配置成向晶体管SW1和SW2的栅极施加优选在20kHz与1MHz之间范围中的频率的电压脉冲，并响应于从SMPS控制器240接收的控制信号变化开关的占空比。备选地，代替PWM控制器210，能够使用频率调制控制器(未示出)，其调制生成固定持续时间的脉冲所用的频率。在任一情况下，控制器210或频率调制控制器用作输出电压控制器以控制SMPS的输出电压。

在图2的电路中，测量输出滤波器中的电感器220中的电流以便获得对电源的输出端处的电容的估计。可使用与电感器串联的电阻性分流器测量电感器220中的电流。然而，这使转换器的功率效率降级了。因此优选的是使用利用电感器中不可避免的寄生电阻的无损耗方法，诸如在″ASimpleCurrent-SenseTechniqueEliminatingaSenseResistor”(LinfinityApplicationNoteAN-7，Rev.1.1，07/1998)中所描述的。用大方波叠加DCR电阻R_L上的电压。这个方波能够用RC电路移除，该RC电路包括电阻为R的电阻器250与电容为C的电容器260串联，RC电路如图2中所示与电感器并联。

电容器260两端的电压降V_C能够表示为电感器电流i的函数，如下所示：

$V_C\left(s\right)=R_L\frac{(1+\mathrm{sL}/R_L)}{1+\mathrm{sCR}}i\left(s\right)=R_T\left(s\right)i\left(s\right),$ 公式1

其中R_T(s)定义为等效互阻抗并且s是频率。通过将两个时间常数设置成相等，即L/R_L＝CR，获得极点/零点相消，得出：

V_C(s)＝R_Li(s)公式2

因此，互阻抗R_T(s)＝R_L变成纯电阻性的而与频率无关，从而允许只是确定i。注意，用于电流测量的上述RC网仅是优选电流测量设置，并且能够使用其它布置。例如，可备选地测量开关晶体管SW2当导通时的电阻。

电源200包含用于获得流入SMPS中的电流样本值的电流采样器270，这些电流样本值从电压(这里是电压差V_C)的度量导出以便输入到SMPS控制器240。能够在SMPS正常操作中将电流测量用于过电流保护和电流反馈控制，以及用于下面描述的电容确定。

在本实施例中，电流采样器270包括用于放大电压差V_C的差分放大器271和用于数字化由差分放大器271输入到此的信号的ADC272。由于差分放大器的输入端具有(电势高的)输出电压V_out作为参考，因此优选的是差分放大器具有高共模抑制比(CMRR)。

ADC272配置成数字化输入到此的信号以生成各代表在不同时间流入电感器中电流的样本值的信号。ADC优选配置成以SMPS开关频率1/T_switch采样，并对于每个开关周期获得对应于该开关周期中平均输出电流的输出电流样本值。正常操作期间的最大电流能够建模为：

$I_{\mathrm{normal}}=I_{\mathrm{DC}\max }+\frac{I_{\mathrm{ripple}-\mathrm{pk}-\mathrm{pk}}}{2}+I_{\mathrm{headroom}},$ 公式3

其中I_DCmax是SMPS应该不断提供的最大电流，I_headroom给出电流瞬变的动态余量，例如，I_headroom＝I_DCmax的50％，并且I_ripple-pk-pk是纹波电流分量。有时，在SMPS的输出电压的斜升期间的冲流I_start能够大于I_normal。为了避免饱和，ADC272应该设计用于如下最大电流：

I_max＝max{I_normal，I_start}公式4

ADC引入了会增加电流测量不确定性的量化噪声。如果ADC具有N位，并且我们假设对称输入范围{-I_max，I_max}，则量化步骤变成：

$Q_{\mathrm{ADC}}=\frac{2I_{\max }}{2^N}=\frac{I_{\max }}{2^{N-1}}$ 公式5

量化误差e(n)是最大误差为±Q_ADC/2的均匀分布的白噪声。噪声方差由下式给出：

$\mathrm{Var}\left\{e\left(n\right)\right\}={\mathrm{\σ}}_Q^2=\frac{I_{\max }^2}{12\left(2^{2N-2}\right)}$ 公式6

ADC272可不断以预定频率采样，或者根据从SMPS控制器240中的采样器控制信号发生器接收的控制信号采样，SMPS控制器240可指令ADC以规定的开始定时和持续时间的突发采样。例如，仅当例如在SMPS启动期间扫描输出电压V_out时，电流采样器可根据接收的控制信号测量并输出电流样本值。表示测量电流值的信号从采样器270馈送到与之连接的SMPS控制器240。

本实施例的电源200还包含其中包括差分放大器281的电压反馈信号发生器280。差分放大器281的一个输入端子连接到SMPS200的输出线，而放大器的另一个输入端子由SMPS控制器240提供有参考信号(V_Ref)。差分放大器281输出的误差信号由ADC282采样，并且所得到的数字化反馈信号被馈送到SMPS控制器240，SMPS控制器240能够使用该信号进行电压反馈控制，并且优选地还进行过电压保护。

本领域技术人员能够用采用满足具体SMPS要求的形式的硬件容易地实现差分放大器271和281以及ADC272和282，使得这些部件和其它相关设计标准的更详细描述不是必需的。

图3示出了本实施例的SMPS控制器240的配置。在这个实施例中，SMPS控制器240包括处理器241和存储计算机可读指令的指令存储装置242，所述计算机可读指令当由处理器241运行时使处理器241执行本文下面描述的处理操作，以计算积分电流值，积分电流值提供连接到SMPS200输出端的电容性元件上的总电荷的度量，因此提供它们的总电容的度量C_total＝C_f+C_load。与本实施例中一样，处理器还可计算总电容的值C_total并且优选还计算负载电容的值C_load。这些值中任一个都能够由SMPS控制器240用于调谐反馈环。在本实施例中，控制器240是PID控制器，其基于由信号发生器280输出的电压反馈信号生成用于PWM控制器210的控制信号，由此控制电源的输出电压。控制器240备选地可生成控制信号以基于由电流采样器270传送的信号控制电源的输出电流。而且，尽管在本实施例中控制器240是PID控制器，但是在备选实施例中它可以是不同类型的控制器，诸如例如PI、PD或状态空间控制器。

指令存储装置242可包括预先加载有计算机可读指令的ROM。备选地，指令存储装置242可包括RAM或类似类型的存储器，并且计算机可读指令能够从计算机程序产品(诸如计算机可读存储介质245(诸如CD-ROM等))或携带计算机可读指令的计算机可读信号246输入到此。

SMPS控制器240还包括用于在计算期间存储输入电流样本值和数据的工作存储器243。SMPS控制器240还包含用于接收测量电流值并用于输出电压控制信号的输入/输出部分244。

尽管PWM控制器210、SMPS控制器240、差分放大器271和281以及ADC272和282在图2中显示为分开的部件，但是这些中的一个或多个可实现在单个单元(诸如集成电路(IC))中。例如，SMPS控制器240可包括控制器210以及可选地包括电流采样器270和电压反馈信号发生器280二者之一。SMPS控制器能够与开关模式电源的其余部件分开制造和销售。

在本实施例中，处理器241、指令存储装置242和工作存储器243一起用作：信号发生器，可操作以生成电压控制信号以使输出电压控制器210将开关模式电源输出端处的电压从初始电压值扫描到最终电压值；接收器，可操作以接收在输出电压扫描期间由电流采样器270测量的输出端处的电流的样本值；以及电流计算器，可操作以使用接收的样本值计算表示总电容度量的积分电流值。

在本实施例中，处理器241、指令存储装置242和工作存储器243还一起提供采样器控制信号发生器和参数设置部分的功能，其操作如下所述。

然而，在描述本实施例中由SMPS控制器240执行的操作之前，值得回顾有助于理解本发明的一些背景。

电容器中的电容C由下式给出：

$C=\frac{Q}{V}$ 公式7

其中Q是电容器上的电荷，并且V是电容器两端的电压降。电容器中的电荷还能够表示为流入电容器中的电流的积分：

Q＝∫i(t)dt公式8

通过在电压V从0直到最终值V_final的扫描期间对电流i(t)进行积分，电容能够估计为：

$C=\frac{Q}{V_{\mathrm{final}}}=\frac{\∫i\left(t\right)\mathrm{dt}}{V_{\mathrm{final}}}$ 公式9

在其中由电阻性负载(310)提取的电流相比例如在SMPS启动期间将输出电压从基本上等于0的初始值扫描到最终值V_final期间给连接到SMPS输出端的电容性元件(230和320)充电的电流可忽略不计的情形下，公式9的结果在根据本发明实施例的算法中用于确定图2电路中的总电容的度量C_total。在以下描述中假设，在下面描述的计算中所使用的输出电流测量期间应用近似R_load→∞。

电压扫描可将输出电压从初始值增加或减少。例如，电压扫描可将输出电压从基本上等于0的电压值增加。而且，扫描可以线性或非线性方式单调增加或减少SMPS的输出电压V_out。然而，在输出电压扫描是线性增加或减少(换句话说线性斜变或简单地斜变)的情况下，由电流采样器270测量的电流实质上是常数，由此允许用高计算效率执行其积分，现在将进行说明。

首先，将考虑输出电压从初始值0斜升到最终值V_final期间每个开关循环中的电流i的平均值的计算。

假设电容是常数，能够相对于时间对公式7求微分得出：

$\frac{\mathrm{dQ}}{\mathrm{dt}}=C_{\mathrm{total}}\frac{\mathrm{dV}}{\mathrm{dt}}$ 公式10

通过对公式8求微分，我们获得：

$\frac{\mathrm{dQ}}{\mathrm{dt}}=i\left(t\right)$ 公式11

结合公式10和11，获得如下关系：

$i\left(t\right)=C_{\mathrm{total}}\frac{\mathrm{dV}}{\mathrm{dt}}$ 公式12

斜升期间的电压梯度等于：

$\frac{\mathrm{dV}}{\mathrm{dt}}=\frac{V_{\mathrm{final}}-0}{T_{\mathrm{ramp}}}=\frac{V_{\mathrm{final}}}{T_{\mathrm{ramp}}}$ 公式13

其中T_ramp是斜变持续时间。

因此，线性斜变期间的平均电流i(t)等于常数：

$i\left(t\right)=\frac{C_{\mathrm{total}}{V}_{\mathrm{final}}}{T_{\mathrm{ramp}}}=I_{\mathrm{start}}$ 公式14

图4中示出了在输出电压斜变之前和期间作为时间函数的输出电压和电流的变化。

斜升期间的最大峰值电流I_start-max，其包含叠加在平均值i(t)上的纹波电流I_ripple-pk-pk的一半，能够写为：

$I_{\mathrm{start}-\max }=\frac{\max \left\{C_{\mathrm{total}}\right\}\·\max \left\{V_{\mathrm{final}}\right\}}{\min \left\{T_{\mathrm{ramp}}\right\}}+\frac{I_{\mathrm{ripple}-\mathrm{pk}-\mathrm{pk}}}{2}=\frac{C_{\max }{V}_{\max }}{T_{\min }}+\frac{I_{\mathrm{ripple}-\mathrm{pk}-\mathrm{pk}}}{2}$ 公式15

其中C_max是最大总电容，V_max是最大输出电压，并且T_min是最小斜升时间。

由于ADC272测量电流信号i(t)的样本，因此必须使用数值积分技术近似公式9中的积分。近似函数i(t)的常用方法是使用多项式和电流样本i(n)作为i(t)的值。在本示例中(其中输出电压扫描是线性的)，优选为使用矩形法则(也称为中点法则)，其使用零阶多项式并描述为：

$\underset{a}{\overset{b}{\∫}}f\left(x\right)\mathrm{dx}=(b-a)f\left(\frac{a+b}{2}\right)$ 公式16

使用样本i(n)作为中点值，获得每个样本周围的如下积分近似：

$\underset{-T_s/2}{\overset{T_s/2}{\∫}}i\left(t\right)\mathrm{dt}=T_{s}i\left(n\right)$ 公式17

其中T_s是采样周期。能够通过只是对在斜变期间测量的电流样本值求和并将结果乘以加权因子T_s/V_final来估计总电容，如下所示：

$C_{\mathrm{total}}=\frac{\∫i\left(t\right)\mathrm{dt}}{V_{\mathrm{final}}}\≈\frac{1}{V_{\mathrm{final}}}\underset{n=1}{\overset{T_{\mathrm{ramp}}/T_s}{\mathrm{\Σ}}}{T}_{s}i\left(n\right)=\frac{T_s}{V_{\mathrm{final}}}\underset{n=1}{\overset{T_{\mathrm{ramp}}/T_s}{\mathrm{\Σ}}}i\left(n\right)$ 公式18

由此，当输出电压扫描在时间上是线性的情况下，能够使用简单且计算有效的算法来确定总电容C_total。加权因子的计算涉及除法，其能够由处理器241预先计算并存储在工作存储器243中，或者能够在斜变开始之前或者甚至在斜变期间计算。

备选地，能够使用函数i(t)的更高阶近似多项式，诸如梯形近似或辛普森法则。尽管这类近似可允许在扫描是非线性的情况下更准确地估计电容，但是它们在本示例中由于图4中示出的电流波的形状而是不必要的，而且是不期望的，因为它们将增加算法的复杂性。此外，通过取足够大数量的样本，能够将C_total值的不确定性降低到满意水平。

如果C_filter是预先知道的，则负载电容能够估计为：

C_load＝C_total-C_filter公式19

现在将参考图5描述本实施例中获取输出电流样本值并使用这些值计算积分电流值以及C_total和C_load的值的SMPS控制器240的操作。

在步骤S10中，在启动SMPS200时，SMPS控制器240的处理器241和指令存储装置242一起用作信号发生器，生成用于控制PWM控制器210操作的电压控制信号。基于控制信号，PWM控制器210将SMPS的输出电压V_out从在本实施例中基本上等于0的初始值斜变(即以线性方式增加)到最终值V_final。通过增加施加到晶体管SW1和SW2栅极的每个接连电压脉冲的占空比来影响输出电压斜变。尽管如上所述有利的是输出电压扫描是线性的，但是在备选实施例中也能够采用非线性扫描。

在步骤S20中，一起构成采样器控制信号发生器的处理器241和指令存储装置242生成采样器控制信号并将这个信号传送到电流采样器270。在本实施例中，采样器在斜变开始时开始对输出电流采样，并在斜变结束时停止获取样本。由此，电流采样器270测量T_ramp/T_s个样本值(其中在本实施例中T_s＝T_switch)，每个样本值对应于SMPS的对应开关周期中的平均输出电流。

在步骤S30中，由电流采样器获取的样本值被传送到SMPS控制器240。SMPS控制器经由I/O部分244接收电流样本值并将它们存储在工作存储器243中。

在步骤S40中，一起用作电流计算器的处理器241、指令存储装置242和工作存储器243首先通过对接收的电流样本值求和来计算积分电流值并且然后根据公式18中的结果使用加权因子T_s/V_final计算总电容值C_total的估计。此后使用公式19计算负载电容C_load。

最后，在步骤S50中，处理器241、指令存储装置242和工作存储器243用作参数设置单元以根据C_total或C_load的计算值设置SMPS200的一个或多个参数。例如，识别的总电容C_total能够与电感器220的电感值L一起用于计算系统的谐振频率ω₀＝1/√(LC_total)。其中SMPS控制器240用作PID调节器，如在本实施例中一样，对于最优性能，它应该将其控制参数设置成在接近系统的谐振频率ω₀处具有最大相位超前(例如见“FundamentalsofPowerElectronics”byR.W.EriksonandD.Maksimovic，KluwerAcademicPublishers，2^ndEd.2001，Section9.5entitled“RegulatorDesign”)。然而，SMPS控制器240不必是PID调节器，并且备选地可采用状态空间反馈控制、PD控制、超前滞后补偿等。可调整的参数是超前滞后补偿器中的相位超前频率或PID控制器中的零自然频率。而且，估计的电容值能够用于在随后电压斜变期间，例如在随后电源启动期间的斜升期间改变电流极限。

虽然在本实施例中在SMPS200启动时执行步骤S10到S50的序列，但它在SMPS的随后操作期间可被附加地或备选地执行一次或多次。由此，在备选实施例中，可从不同于0的初始值扫描输出电压。然而，在这些情况下，还应该应用电压扫描期间给连接到SMPS输出端的电容性元件充电的电流大大超过通过电阻性负载R_load的电流的近似。

能够通过分析电容估计的方差来分析在上述实施例中获得的电容估计的不确定性。将ADC量化噪声e(n)考虑进去，公式18变成：

$C_{\mathrm{total}}=\frac{T_s}{V_{\mathrm{final}}}\underset{n=1}{\overset{T_{\mathrm{ramp}}/T_s}{\mathrm{\Σ}}}[i\left(n\right)+e\left(n\right)]$ 公式20

公式20中的C_total的方差由下式给出：

$\mathrm{Var}\left\{C_{\mathrm{total}}\right\}=\mathrm{Var}\left\{\frac{T_s}{V_{\mathrm{final}}}\underset{n=1}{\overset{T_{\mathrm{ramp}}/T_s}{\mathrm{\Σ}}}\right[i\left(n\right)+e\left(n\right)\left]\right\}=\mathrm{Var}\left\{\frac{T_s}{V_{\mathrm{final}}}\underset{n=1}{\overset{T_{\mathrm{ramp}}/T_s}{\mathrm{\Σ}}}e\left(n\right)\right\}={\left(\frac{T_s}{V_{\mathrm{final}}}\right)}^2\mathrm{Var}\left\{\underset{n=1}{\overset{T_{\mathrm{ramp}}/T_s}{\mathrm{\Σ}}}e\left(n\right)\right\}=$ $={\left(\frac{T_s}{V_{\mathrm{final}}}\right)}^2\mathrm{Var}\left\{\underset{n=1}{\overset{T_{\mathrm{ramp}}/T_s}{\mathrm{\Σ}}}e\left(n\right)\right\}={\left(\frac{T_s}{V_{\mathrm{final}}}\right)}^2\frac{T_{\mathrm{ramp}}}{T_s}\mathrm{Var}\left\{e\left(n\right)\right\}=\frac{T_s{T}_{\mathrm{ramp}}{\mathrm{\σ}}_Q^2}{V_{\mathrm{final}}^2}$ 公式21

这里，假设噪声e(n)不相关。电容估计的方差将随采样周期T_s的减少、斜变时间T_ramp的减少以及输出电压V_final的增加而减少。电容估计的最大方差由下式给出：

${\mathrm{Var}}_{\max }\left\{C_{\mathrm{total}}\right\}={\mathrm{\σ}}_C^2=\frac{T_s{T}_{\mathrm{ramp}-\max }{\mathrm{\σ}}_Q^2}{V_{\min }^2}$ 公式22

其中T_ramp-max是最大斜升时间，并且V_min是最小最终输出电压。

通过选择电流ADC272中的分辨率能够设计电容估计中的不确定性。通过结合公式6和公式22并对N求解，获得如下结果：

$N=\frac{1}{2}{\log }_2\left(\frac{T_s{T}_{\mathrm{ramp}-\max }{I}_{\max }^2}{12{\mathrm{\σ}}_C^2{V}_{\min }^2}\right)+1$ 公式23

图6对于T_ramp的5个不同值示出了电容估计中的标准偏差随电流测量最大量化误差如何变化的模拟结果。在这个模拟中，采样周期T_s取为3.33μs，输出电压V_final＝3.3V，并且总电容C_total＝1mF。

图7对于最终输出电压V_final的6个不同值示出了电容估计的标准偏差随电流测量最大量化误差如何变化。在这些模拟中，斜升时间T_ramp取为5ms。

上述实施例的方法具有能够给总电容的准确估计提供适度硬件要求的优点，现在将参考设计示例进行说明。

设计示例采用I_DCmax＝20A并且最终输出电压在范围1≤V_final≤5V中、以开关频率f_s＝300kHz开关的电源。斜升时间可配置在范围5≤T_ramp≤30ms中。纹波电流取为I_ripple-pk-pk＝10A，并且电流动态余量I_headroom＝I_DCmax的50％，即10A。公式3得出如下正常操作最大电流：

$I_{\mathrm{normal}}=I_{\mathrm{DC}\max }+\frac{I_{\mathrm{ripple}-\mathrm{pk}-\mathrm{pk}}}{2}+I_{\mathrm{headroom}}=35A$ 公式24

斜升期间的最大冲流由公式15确定。对最大总电容求解，获得如下结果：

$C_{\max }=\frac{(I_{\mathrm{start}-\max }-I_{\mathrm{ripple}-\mathrm{pk}-\mathrm{pk}}/2)T_{\min }}{V_{\max }}$ 公式25

假设I_max＝I_start-max＝I_normal＝35A，则最大输出电压为V_max＝5V，并且假设最小斜升时间为T_min＝5ms，则获得最大总电容C_max＝30mF。

对于电容估计中的给定不确定性，能够使用公式23确定在电流ADC272中需要的位数N。例如，在本示例中为了获得±3σ_C＝±300μF的电容估计中的不确定性，需要如下N值：

$N=\frac{1}{2}{\log }_2\left(\frac{T_s{T}_{\mathrm{ramp}-\max }{I}_{\max }^2}{12{\mathrm{\σ}}_C^2{V}_{\min }^2}\right)+1=\frac{1}{2}{\log }_2\left(\frac{3.33\mathrm{\μs}\·30\mathrm{ms}\·{\left(30A\right)}^2}{12\·{\left(100\mathrm{\μF}\right)}^2\·{\left(1V\right)}^2}\right)+1=6$ 公式26

在本示例中，假设每个开关循环对电流采样一次，即T_S＝1/f_S＝1/300kHz＝3.33μs。因此，取得目标级别的准确性仅需要N＝6位，这是非常适度的分辨率。

[修改和变化]

能够对上述实施例进行许多修改和变化。现在将描述可单独进行或以任何组合进行的这类修改和变化的示例。

例如，在上述实施例中，SMPS控制器240包括可编程处理设备，该设备设置成根据指令存储装置242中存储的软件指令执行所描述的如下处理操作：生成电压控制信号信号；接收电流样本值；计算积分电流值；生成采样器控制信号；设置一个或多个SMPS参数；并执行总体系统管理以及过电流和过电压保护。然而，将认识到，可使用不同设备提供上面提到功能中的一个或多个。例如，SMPS控制器240可包括专用于执行上面提到功能的一个或多个不可编程硬件模块(例如一个或多个ASIC)。一个或多个这类ASIC可集成到单个IC芯片中。而且，每个功能可由物理上分开的设备提供，该设备全体构成SMPS控制器240。

而且，虽然在以上实施例中对于电压斜变的整个持续时间(T_ramp)执行输出电流的测量，但是可出现如下情形：能够通过修改该方法使得仅在输出电压已经通过不同于初始和最终电压值的阈限值之前或之后对输出电流采样来获得改进的电容估计。例如，可能是在电压斜变开始之前，从SMPS泄漏的电流给SMPS输出端处的电容器充电。通过在某一电压电平以上开始采样能够减轻这个泄漏对电容估计的负面影响，该电压电平在图8A中的输出电压对斜变期间的时间的示意性图表中标记为V_start。在这种情况下，公式18应该一般化为：

$C_{\mathrm{total}}=\frac{T_s}{V_{\mathrm{final}}-V_{\mathrm{start}}}\underset{n}{\mathrm{\Σ}}i\left(n\right)$ 公式27

其中该和表示在电压间隔(V_start，V_final)中测量的电流样本值之和。

备选地，可出现如下情形：SMPS负载有另一个SMPS，所述另一个SMPS在第一SMPS的某一输出电压电平处开始其自己的电压斜变，该输出电压电平在图8A中标记为V_stop。由于第二SMPS可在其电压斜变期间提取很大电流，因此当第一SMPS的输出电压达到电压V_stop时，能够通过停止测量电流样本值来避免在第一SMPS中确定的电容估计中的误差(由R_load很大的近似的破坏(breakdown)引起的)。在这种情况下，公式18应该一般化为：

$C_{\mathrm{total}}=\frac{T_s}{V_{\mathrm{stop}}}\underset{n}{\mathrm{\Σ}}i\left(n\right)$ 公式28

其中该和表示在电压间隔(0，V_stop)中测量的电流样本值之和。

发生了许多其它情形，其中有利的是，电流采样器270根据采样器控制信号仅在输出电压已经通过阈限值之前或之后对输出电流采样。在这类备选实施例中，阈限值应该适当地选择成使得降低计算的积分电流值中的误差。

类似地，可通过修改以上实施例使得由采样器控制信号控制电流采样器270仅在输出电压已经通过第一阈限值(在图8A中是V_start)之后并仅在输出电压已经通过不同于第一阈限值的第二阈限值(在图8A中是V_stop)之前对输出端处的电流采样，来获得改进的电容估计，第一阈限值和第二阈限值二者都不同于初始值和最终值。在这类备选实施例中，第一阈限值和第二阈限值应该选择成使得降低计算的积分电流值中的误差。在这种情况下，公式18应该一般化为：

$C_{\mathrm{total}}=\frac{T_s}{V_{\mathrm{stop}}-V_{\mathrm{start}}}\underset{n}{\mathrm{\Σ}}i\left(n\right)$ 公式29

其中该和表示在电压间隔(V_start，V_stop)中测量的电流样本值之和。

而且，在又一备选中，由采样器控制信号控制电流采样器270仅在斜变期间覆盖的输出电压范围内的两个或更多分开的电压间隔中取输出电流的样本。图8B中示出了这类电压间隔示例，其示出了输出电压对斜变期间的时间的图表。所示出的电压间隔是(V_start1，V_stop1)、(V_start2，V_stop2)…、(V_startx，V_stopx)。在存在k个电压间隔的情况下，公式18能够一般化为：

$C_{\mathrm{total}}=\frac{T_s}{\underset{k}{\mathrm{\Σ}}(V_{{\mathrm{stop}}_k}-V_{{\mathrm{start}}_k})}\underset{k}{\mathrm{\Σ}}\underset{n}{\mathrm{\Σ}}i\left(n\right)$ 公式30

由于能够预先确定公式27-30中的每个公式中的电压间隔，因此这些公式中的加权因子仍能够由处理器241预先计算并存储在工作存储器243中，或者能够在斜变开始之前或者甚至在斜变期间计算。

而且，虽然在上述实施例中电流采样器270在其端点由SMPS控制器240生成的采样器控制信号确定的时间或电压间隔期间对输出电流进行采样，但在备选实施例中，电流采样器可以自主方式连续采样。由此，可以省略图5中的步骤S20。在这种情况下，在接收到由采样器获取的电流样本值之后，电流计算器从接收的值中选取包括仅在电压扫描期间测量的电流值的样本值子集，并在其计算电容值时使用这个子集的值。为了改进电容估计的准确性，电流计算器优选处理接收的样本值以从中选取样本值子集，所述样本值子集包括仅在输出电压已经通过不同于初始值和最终值的阈限值之前或之后测量的电流值。与上面参考图8A描述的修改一样，阈限值应该选取成使得降低计算的积分电流值中的误差。

在又一实施例中，为了更好的准确性，电流计算器配置成处理接收的样本值以从中选取样本值子集，所述样本值子集包括仅在输出电压已经通过第一阈限值之后并仅在输出电压已经通过不同于第一阈限值的第二阈限值之前测量的电流值，第一阈限值和第二阈限值二者都不同于所述初始值和最终值。第一阈限值和第二阈限值应该使得降低计算的积分电流值中的误差。

Claims (25)

1.一种确定连接到开关模式电源(200)输出端的一个或多个电容性元件(230,320)的总电容的度量的方法，所述方法包括：

生成(S10)电压控制信号以使输出电压控制器(210)将所述开关模式电源输出端处的电压(V _out )从初始电压值扫描到最终电压值；

生成(S20)采样器控制信号以控制电流采样器(270)仅在所述输出电压已经通过不同于所述初始值和最终电压值的阈限值(V _start ,V _stop )之前或之后对所述输出端处的电流采样；

接收(S30)在所述输出电压的扫描期间由电流采样器(270)测量的所述输出端处的电流的样本值；以及

使用接收的样本值计算(S40)表示所述总电容的度量的积分电流值，所述阈限值使得降低计算的积分电流值中的误差。

2.一种确定连接到开关模式电源(200)输出端的一个或多个电容性元件(230,320)的总电容的度量的方法，所述方法包括：

生成(S10)电压控制信号以使输出电压控制器(210)将所述开关模式电源输出端处的电压(V _out )从初始电压值扫描到最终电压值；

生成(S20)采样器控制信号以控制电流采样器(270)仅在所述输出电压已经通过第一阈限值(V _start )之后并仅在所述输出电压已经通过不同于所述第一阈限值的第二阈限值(V _stop )之前对所述输出端处的电流采样，所述第一阈限值和第二阈限值二者都不同于所述初始值和最终电压值；

接收(S30)在所述输出电压的扫描期间由电流采样器(270)测量的所述输出端处的电流的样本值；以及

使用接收的样本值计算(S40)表示所述总电容的度量的积分电流值，所述第一阈限值和第二阈限值使得降低计算的积分电流值中的误差。

3.一种确定连接到开关模式电源(200)输出端的一个或多个电容性元件(230,320)的总电容的度量的方法，所述方法包括：

生成(S10)电压控制信号以使输出电压控制器(210)将所述开关模式电源输出端处的电压(V _out )从初始电压值扫描到最终电压值；

接收(S30)在所述输出电压的扫描期间由电流采样器(270)测量的所述输出端处的电流的样本值；

处理接收的样本值以从其中选取包括仅在所述输出电压已经通过不同于所述初始值和最终电压值的阈限值(V _start ,V _stop )之前或之后测量的电流值的所述样本值的子集；

使用接收的样本值计算(S40)表示所述总电容的度量的积分电流值，所述阈限值使得降低计算的积分电流值中的误差，其中使用选取的样本值子集计算所述积分电流值。

4.一种确定连接到开关模式电源(200)输出端的一个或多个电容性元件(230,320)的总电容的度量的方法，所述方法包括：

生成(S10)电压控制信号以使输出电压控制器(210)将所述开关模式电源输出端处的电压(V _out )从初始电压值扫描到最终电压值；

接收(S30)在所述输出电压的扫描期间由电流采样器(270)测量的所述输出端处的电流的样本值；

处理接收的样本值以从其中选取包括仅在所述输出电压已经通过第一阈限值(V _start )之后并仅在所述输出电压已经通过不同于所述第一阈限值的第二阈限值(V _stop )之前测量的电流值的所述样本值的子集，所述第一阈限值和第二阈限值二者都不同于所述初始值和最终电压值；

使用接收的样本值计算(S40)表示所述总电容的度量的积分电流值，所述第一阈限值和第二阈限值使得降低计算的积分电流值中的误差，其中使用选取的样本值子集计算所述积分电流值。

5.如上述权利要求中任一项所述的方法，其中生成电压控制信号的过程包括：生成电压控制信号以使所述输出电压控制器(210)将所述开关模式电源(200)输出端处的所述电压(V _out )从所述初始电压值斜变到所述最终电压值。

6.如权利要求1-4中任一项所述的方法，其中生成(S10)电压控制信号的过程包括：生成电压控制信号以从基本上等于0的初始电压值扫描所述输出电压(V _out )。

7.如权利要求1-4中任一项所述的方法，其中所述开关模式电源包括具有电容器(230)的输出滤波器，并且所述方法还包括：

用加权因子对所述积分电流值加权以给出加权值；

通过从所述加权值中减去所述电容器的电容值来计算负载电容值；以及

根据计算的负载电容值设置所述开关模式电源(200)的至少一个参数。

8.如权利要求1-4中任一项所述的方法，其中用于计算所述积分电流值的每个样本值对应于在所述开关模式电源(200)的开关周期上平均的输出电流。

9.一种用于确定连接到开关模式电源(200)输出端的一个或多个电容性元件(230,320)的总电容的度量的开关模式电源控制器，所述开关模式电源控制器包括：

信号发生器(241,242)，可操作以生成电压控制信号以便使输出电压控制器(210)将所述开关模式电源(200)输出端处的电压(V _out )从初始电压值扫描到最终电压值；

采样器控制信号发生器(241,242,243)，可操作以生成采样器控制信号以控制电流采样器(270)仅在所述输出电压已经通过不同于所述初始值和最终电压值的阈限值(V _start ,V _stop )之前或之后对所述输出端处的电流采样；

接收器(241,242,243)，可操作以接收在所述输出电压(V _out )的扫描期间由电流采样器(270)测量的所述输出端处的电流的样本值；以及

电流计算器(241,242,243)，可操作以使用接收的样本值计算表示所述总电容的度量的积分电流值，所述阈限值使得降低计算的积分电流值中的误差。

10.一种用于确定连接到开关模式电源(200)输出端的一个或多个电容性元件(230,320)的总电容的度量的开关模式电源控制器，所述开关模式电源控制器包括：

信号发生器(241,242)，可操作以生成电压控制信号以便使输出电压控制器(210)将所述开关模式电源(200)输出端处的电压(V _out )从初始电压值扫描到最终电压值；

采样器控制信号发生器(241,242,243)，可操作以生成采样器控制信号以控制电流采样器(270)仅在所述输出电压已经通过第一阈限值(V _start )之后并仅在所述输出电压已经通过不同于所述第一阈限值的第二阈限值(V _stop )之前对所述输出端处的电流采样，所述第一阈限值和第二阈限值二者都不同于所述初始值和最终电压值；

接收器(241,242,243)，可操作以接收在所述输出电压(V _out )的扫描期间由电流采样器(270)测量的所述输出端处的电流的样本值；以及

电流计算器(241,242,243)，可操作以使用接收的样本值计算表示所述总电容的度量的积分电流值，所述第一阈限值和第二阈限值使得降低计算的积分电流值中的误差。

11.一种用于确定连接到开关模式电源(200)输出端的一个或多个电容性元件(230,320)的总电容的度量的开关模式电源控制器，所述开关模式电源控制器包括：

信号发生器(241,242)，可操作以生成电压控制信号以便使输出电压控制器(210)将所述开关模式电源(200)输出端处的电压(V _out )从初始电压值扫描到最终电压值；

接收器(241,242,243)，可操作以接收在所述输出电压(V _out )的扫描期间由电流采样器(270)测量的所述输出端处的电流的样本值；以及

电流计算器(241,242,243)，可操作以使用接收的样本值计算表示所述总电容的度量的积分电流值，

其中所述电流计算器(241,242,243)还可操作以处理接收的样本值以从其中选取包括仅在所述输出电压已经通过不同于所述初始值和最终电压值的阈限值(V _start ,V _stop )之前或之后测量的电流值的所述样本值的子集，所述阈限值使得降低计算的积分电流值中的误差，其中使用选取的样本值子集计算所述积分电流值。

12.一种用于确定连接到开关模式电源(200)输出端的一个或多个电容性元件(230,320)的总电容的度量的开关模式电源控制器，所述开关模式电源控制器包括：

信号发生器(241,242)，可操作以生成电压控制信号以便使输出电压控制器(210)将所述开关模式电源(200)输出端处的电压(V _out )从初始电压值扫描到最终电压值；

接收器(241,242,243)，可操作以接收在所述输出电压(V _out )的扫描期间由电流采样器(270)测量的所述输出端处的电流的样本值；以及

电流计算器(241,242,243)，可操作以使用接收的样本值计算表示所述总电容的度量的积分电流值，

其中所述电流计算器(241,242,243)还可操作以处理接收的样本值以从其中选取包括仅在所述输出电压已经通过第一阈限值(V _start )之后并仅在所述输出电压已经通过不同于所述第一阈限值的第二阈限值(V _stop )之前测量的电流值的所述样本值的子集，所述第一阈限值和第二阈限值二者都不同于所述初始值和最终电压值并且使得降低计算的积分电流值中的误差，其中使用选取的样本值子集计算所述积分电流值。

13.如权利要求9至12中任一项所述的开关模式电源控制器，其中所述信号发生器(241,242)可操作以生成电压控制信号以便使所述输出电压控制器(210)将所述开关模式电源(200)输出端处的所述电压(V _out )从所述初始电压值斜变到所述最终电压值。

14.如权利要求9至12中任一项所述的开关模式电源控制器，其中所述信号发生器(241,242)可操作以生成电压控制信号以从基本上等于0的初始电压值扫描所述输出电压(V _out )。

15.如权利要求9至12中任一项所述的开关模式电源控制器，其中所述开关模式电源(200)包括具有电容器(230)的输出滤波器，并且其中所述电流计算器(241,242,243)还可操作以：

用加权因子对所述积分电流值加权以给出加权值；以及

通过从所述加权值中减去所述电容器的电容值来计算负载电容值；

并且其中所述开关模式电源控制器还包括：参数设置单元(241,242,243)，可操作以根据计算的负载电容值设置所述开关模式电源(200)的至少一个参数。

16.如权利要求9至12中任一项所述的开关模式电源控制器，其中用于计算所述积分电流值的每个样本值对应于在所述开关模式电源(200)的开关周期上平均的输出电流。

17.一种开关模式电源，包括如权利要求9至16中任一项所述的开关模式电源控制器。

18.一种确定连接到开关模式电源(200)输出端的一个或多个电容性元件(230,320)的总电容的度量的装置，包括：

用于生成(S10)电压控制信号以使输出电压控制器(210)将所述开关模式电源输出端处的电压(V _out )从初始电压值扫描到最终电压值的部件；

用于生成(S20)采样器控制信号以控制电流采样器(270)仅在所述输出电压已经通过不同于所述初始值和最终电压值的阈限值(V _start ,V _stop )之前或之后对所述输出端处的电流采样的部件；

用于接收(S30)在所述输出电压的扫描期间由电流采样器(270)测量的所述输出端处的电流的样本值的部件；以及

用于使用接收的样本值计算(S40)表示所述总电容的度量的积分电流值的部件，所述阈限值使得降低计算的积分电流值中的误差。

19.一种确定连接到开关模式电源(200)输出端的一个或多个电容性元件(230,320)的总电容的度量的装置，包括：

用于生成(S10)电压控制信号以使输出电压控制器(210)将所述开关模式电源输出端处的电压(V _out )从初始电压值扫描到最终电压值的部件；

用于生成(S20)采样器控制信号以控制电流采样器(270)仅在所述输出电压已经通过第一阈限值(V _start )之后并仅在所述输出电压已经通过不同于所述第一阈限值的第二阈限值(V _stop )之前对所述输出端处的电流采样的部件，所述第一阈限值和第二阈限值二者都不同于所述初始值和最终电压值；

用于接收(S30)在所述输出电压的扫描期间由电流采样器(270)测量的所述输出端处的电流的样本值的部件；以及

用于使用接收的样本值计算(S40)表示所述总电容的度量的积分电流值的部件，所述第一阈限值和第二阈限值使得降低计算的积分电流值中的误差。

20.一种确定连接到开关模式电源(200)输出端的一个或多个电容性元件(230,320)的总电容的度量的装置，包括：

用于生成(S10)电压控制信号以使输出电压控制器(210)将所述开关模式电源输出端处的电压(V _out )从初始电压值扫描到最终电压值的部件；

用于接收(S30)在所述输出电压的扫描期间由电流采样器(270)测量的所述输出端处的电流的样本值的部件；

用于处理接收的样本值以从其中选取包括仅在所述输出电压已经通过不同于所述初始值和最终电压值的阈限值(V _start ,V _stop )之前或之后测量的电流值的所述样本值的子集的部件；

用于使用接收的样本值计算(S40)表示所述总电容的度量的积分电流值的部件，所述阈限值使得降低计算的积分电流值中的误差，其中使用选取的样本值子集计算所述积分电流值。

21.一种确定连接到开关模式电源(200)输出端的一个或多个电容性元件(230,320)的总电容的度量的装置，包括：

用于生成(S10)电压控制信号以使输出电压控制器(210)将所述开关模式电源输出端处的电压(V _out )从初始电压值扫描到最终电压值的部件；

用于接收(S30)在所述输出电压的扫描期间由电流采样器(270)测量的所述输出端处的电流的样本值的部件；

用于处理接收的样本值以从其中选取包括仅在所述输出电压已经通过第一阈限值(V _start )之后并仅在所述输出电压已经通过不同于所述第一阈限值的第二阈限值(V _stop )之前测量的电流值的所述样本值的子集的部件，所述第一阈限值和第二阈限值二者都不同于所述初始值和最终电压值；

用于使用接收的样本值计算(S40)表示所述总电容的度量的积分电流值的部件，所述第一阈限值和第二阈限值使得降低计算的积分电流值中的误差，其中使用选取的样本值子集计算所述积分电流值。

22.如权利要求18－21中任一项所述的装置，其中用于生成电压控制信号的部件包括：用于生成电压控制信号以使所述输出电压控制器(210)将所述开关模式电源(200)输出端处的所述电压(V _out )从所述初始电压值斜变到所述最终电压值的部件。

23.如权利要求18－21中任一项所述的装置，其中用于生成(S10)电压控制信号的部件包括：用于生成电压控制信号以从基本上等于0的初始电压值扫描所述输出电压(V _out )的部件。

24.如权利要求18－21中任一项所述的装置，其中所述开关模式电源包括具有电容器(230)的输出滤波器，并且所述装置还包括：

用于用加权因子对所述积分电流值加权以给出加权值的部件；

用于通过从所述加权值中减去所述电容器的电容值来计算负载电容值的部件；以及

用于根据计算的负载电容值设置所述开关模式电源(200)的至少一个参数的部件。

25.如权利要求18－21中任一项所述的装置，其中用于计算所述积分电流值的每个样本值对应于在所述开关模式电源(200)的开关周期上平均的输出电流。