CN102801392A - 一种射频功率放大装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种射频功率放大装置，包括：数字控制电路、驱动级放大器和Doherty功放；数字控制电路由耦合器、信号功率检测电路和栅极电压控制电路构成。数字控制电路根据信号功率的大小，调整驱动放大器和Doherty中主功放的栅极电压，使得放大器系统的取得最优的线性度。信号放大模块由驱动放大器和Doherty功放组成，驱动放大器偏置在AB类，保证较优的线性度和增益，Doherty功放保证系统的高效率。本发明是一种高效率高线性的功率射频放大器，应用于无线通信发射机中。

Description

一种射频功率放大装置

技术领域

本发明属于无线通信领域，具体涉及一种用于移动通信基站中的高效率高线性度射频功率放大装置。

背景技术

射频功率放大器是无线通信基站系统中的关键部件，其性能将直接影响通信产品的成本、性能、体积、稳定性等指标。射频功率放大器的效率和线性度是学者们近年来研究最多的两个指标。随着绿色无线电概念的盛行，各通信运营商计划在未来十年将总功耗降低50%-60%。根据爱立信的研究数据表明，能源成本占到移动运营商运营费用的一半之多，而移动电信网络的总能耗中，基站占到了60%，射频功率放大器的能耗占基站总能耗的60%以上。射频功率放大器的效率成为首先要解决的问题。与此同时，3G、4G通信标准对射频功率放大器的线性度也提出了更高的要求。

单独实现了高效率指标或者高线性的指标已经不再是研究的难点，现有很多技术方案已经能够实现，并且其研究的意义已经不大。但是要将两个指标都较好的在同一个射频功放中实现，其难度是非常大的。目前3G通信基站中采用最多的是数字预失真与Doherty结合的方案，原理框图如图1所示。主要由数字基带处理单元10、信号转换单元20和功率放大单元30构成。数字预失真系统需要将原始的基带信号与经过放大器放大的失真信号进行对比，建立放大器的行为模型，求解出它的逆函数，作为预失真器，使得系统对。功率放大单元由驱动功放31和Doherty功放32构成。Doherty技术是目前提高射频功率放大器效率的主要技术之一，特别是针对目前的无线通信信号，由于其具有一定的功率峰均比，Doherty能在整个回退区都达到较高的效率，因此适合作为基站中的末级功率放大器，来提高功放的平均效率。该方案已成熟应用于工业中，并且已有大量公开资料，故对各个内部单元就不再做详细描述。

在对现有技术的研究和实践中，发明人发现现有方案存在以下缺陷：

数字预失真需要对比原始输入信号和功放输出信号之差，对输出信号进行反馈采集，电路结构复杂，硬件成本较高。其次数字预失真算法比较复杂，特别是对于宽带信号，功放的记忆效应严重，简单的预失真模型很难模拟射频功放非线性特性。另外，该系统无论是运算量还是运算速度都对数字电路有很高的要求。工业上往往采用昂贵的高速FPGA或者DSP来实现，大量的数字信号处理运算使得数字信号处理单元的功耗成倍增长，影响了整个射频功放模块的效率。

发明内容

本发明要解决的技术问题是：克服现有高效率射频功率放大器失真大、线性度不高的缺点，目的是提供一种高效率高线性度的射频功率放大器，能够很好地抑制功率放大器的非线性失真，并且提高整个功率放大器效率。

实现本发明目的的技术解决方案是：

一种射频功率放大装置，该装置包括：

-数字控制电路单元100，至少包括：一个定向耦合器101，耦合主干路上的射频信号；一个射频信号功率检测电路102，检测输入信号功率大小，以模拟电压形式输出；一个栅极电压控制电路103，采集射频信号功率检测电路102输出的模拟电压，根据输入射频信号的功率检索查找表LUT，输出两个模拟电压，分别作为驱动级放大器200的栅极偏置电压和Doherty的主功放300的栅极偏置电压；

-驱动级放大器200，对射频信号初步放大，至少包括一个晶体管201，所述晶体管201前端具有匹配网络和可调栅极供电电路；所述晶体管201后端具有漏极供电电路和输出匹配网络；

-Doherty功放300，至少包括功率分配器301，将射频信号等功率分为两路；至少包括一个主功放302，与功率分配器301的其中一个输出端相连，其偏置在AB类或B类，栅极电压可调；至少包括一个峰值功放303，与功率分配器301的另一个输出端相连，其偏置在C类；至少包括功率合成器304，起到负载调制作用，使主功放302提前进入饱和工作状态；

在上述装置中，通过设置驱动级放大器200和Doherty功放300，获得高的放大效率；通过设置数字控制电路单元100，根据功率放大器非线性失真产生的机理，利用栅极电压控制电路103控制驱动级放大器200的栅极偏置电压和Doherty的主功放302的栅极偏置电压，从而改变驱动级放大器200和Doherty的主功放302失真分量的相位与幅度，使其对消，获得高的线性度。

所述射频信号功率检测电路102包括带通滤波器BPF112，功率检波器122和低通滤波器LPF132。

所述晶体管201选用LDMOS或者GaN。

所述功率分配器301是威尔金森功分器或者Branch-line定向耦合器。

本发明的有益效果是，在传统高效率基站功放系统上，利用功放非线性失真产生的机理，设计出更简单的线性化方法。功放的非线性失真分量近似为一个关于输入功率和偏置的二维函数。对射频功率放大器电路进行改进，使得功放的栅极电压可调。根据输入信号功率来改变系统中各放大器的偏置，控制其产生失真分量，以达到抵消失真，改善线性度的目的，较传统的基站功放方案，大大简化了硬件和软件的开销，降低了成本。减小了数字电路的功耗，从而对整个系统的效率有所提升。实验证明在交调失真（IMD）小于-30dBc的情况下，系统效率优于40%。

附图说明

为了更清楚的说明本发明实施例或现有技术中的方案，下面将通过参照附图对实施例进行简单地描述。其中：

图1是传统基站功率放大器方案；

图2是本发明实施例提供的高效率高线性功率放大器系统；

图3是本发明实施例提供的射频信号功率检测电路框图；

图4是本发明实施例提供的放大器跨导与栅极电压的关系曲线；

图5是本发明实施例提供的线性化原理框图。

具体实施方式

为了使本发明实施例的目的、技术方案更加清楚明白，在下文中，将参照本发明实施例的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。

本发明涉及一种高效率功率放大器模块及其线性化方法。高效率功率放大器单元的实现，无线系统中采用的调制方案（例如，正交频分多址（OFDM）,或者码分多址（CDMA）的正交幅度调制（QAM））将产生7-13dB的功率峰均比（PAPR）射频信号。而功率放大器一般都设计在其功率最大值附近实现最高效率。本发明涉及的一种驱动级放大器200和一个改进型Doherty功放300的构架，可以很好地解决这个问题。图2为实施例的电路原理框图，射频功率放大装置包括：

-数字控制电路单元100，耦合输入的射频信号，测量RF信号的输入功率，根据该变量的大小控制输出驱动级放大器200和Doherty放大器中主功放302的栅极电压，主要功能是改善系统的线性度。数字控制电路单元100至少包括：一个定向耦合器101，耦合主干路上的射频信号；一个射频信号功率检测电路102，检测输入信号功率大小，以模拟电压形式输出；一个栅极电压控制电路103，采集射频信号功率检测电路102输出的模拟电压，根据输入射频信号的功率检索查找表LUT，输出两个模拟电压，分别作为驱动级放大器200的栅极偏置电压和Doherty的主功放300的栅极偏置电压。

具体的，定向耦合器101，耦合主干路上的射频信号到数字控制电路单元100进行处理。射频信号功率检测电路102，与定向耦合器101耦合端相连，完成对射频信号功率的检测，以模拟电压形式输出。为使电路效果更好，可采用图3所示方案，包括带通滤波器（BPF）112，功率检波器122和低通滤波器（LPF）132，功率检波器122可采用ADI公司的ADL5513。栅极电压控制输出电路103，输入端采集射频信号功率检测电路102输出的模拟电压。模数转换器（ADC）将模拟电压转换成数字信号，以此检索ROM中已存储的查找表（LUT）信息，得到驱动放大器200和Doherty中主功放302的栅极电压数据，通过数模转换器（DAC），以模拟电压形式输出。查找表（LUT）中的数据为调试测量所得。调试测量原理的将在下文线性化方案中详细阐述。

-驱动级放大器200，对射频信号初步放大，栅极电压控制电路103根据输入信号功率改变栅压，调整驱动产生失真的相位与幅度，与末级的失真分量对消，提高系统的线性度。驱动级放大器200与信号输入端相连，可以由一个或者多个功率晶体管201构成，晶体管201选用LDMOS或者GaN，晶体管201前端具有匹配网络和可调栅极供电电路、晶体管201后端具有漏极供电电路和输出匹配网络。

-Doherty功放300，是改进型的Doherty功放，与驱动级放大器200输出端相连、将射频信号进一步高效放大，栅极电压控制电路103提供主功放302的栅压，保证系统的线性度。Doherty功放300至少包括：一个功率分配器301、将射频信号等功率分为两路，可以是威尔金森功分器或者Branch-line定向耦合器101；至少包括一个主功放302，与功率分配器301的其中一个输出端相连，其偏置在AB类或B类，栅极电压可调；至少包括一个峰值功放303，与功率分配器301的另一个输出端相连，其偏置在C类；至少包括功率合成器304，起到负载调制作用，使主功放302提前进入饱和工作状态，完成主功放302和峰值功放303功率合成及负载调制的作用。关于Doherty功放300的结构和高效率原理都属于公知技术，在此就不进行详述。

具体的：主功放302，偏置在AB类或者B类，当有输入信号时便开启。其栅极供电电路前需接低通滤波电路，以适应时变的栅极电压。峰值功放303偏置在C类，通过控制其栅极电压，可以确定其开启时间。设计合适的回退量，以此来确定峰值功放303开启的时间，仿真计算出峰值功放303的栅极电压。

图4为功率MOSFET三阶跨导和五阶跨导关于栅极偏压的函数关系。调整主功放302的栅极电压，可使其三阶跨导与峰值功放303的三阶跨导等幅反相，以达到Doherty三阶交调分量（IM3）抵消的目的。根据五阶跨导与栅压的关系曲线，五阶交调分量（IM5）很难通过此方法抵消。因此需要驱动级放大器200的辅助，同时消除IM3和IM5失真，下文也将进行详细分析。

为了更好地描述本实施例线性化方案的工作方式，以下将参考图5，进行详细阐述。

三阶交调分量（IM3）和五阶交调分量（IM5）是影响功率放大器失真的两个主要指标，其指标的好坏能直接衡量功放系统的线性度。本实施例以双音输入信号为例，阐述线性改善的过程。

射频输入信号为公式（1）所示，a(t)为信号的幅度函数，ω₁、ω₂分别代表双音信号的两个频率信息。

S(t)＝a(t)[cos(ω₁t)+cos(ω₂t)]                         (1)

驱动级放大器200的非线性行为模型可用公式（2）表示，其中α_n为功放n阶分量的系数。

V_out(t)＝α₁V_in(t)+α₂V_in ²(t)+α₃V_in ³(t)+...            (2)

经过驱动级放大器200后，输出信号X(t)中含有基波成分和n次谐波成分，其相互作用，产生交调失真分量，可以用式（3）（4）（5）来分别表示输出信号中的基波分量，三阶交调分量（IM3）和五阶交调分量（IM5）。

基波分量：X_基波(t)＝α₁a(t)[cos(ω₁t)+cos(ω₂t)]        (3)

三阶交调：

五阶交调：

其中

分别为驱动级放大器200对三阶和五阶分量的相移。

Doherty功放300同样也可用类似驱动级放大器200的公式（6）来表示，β_n为功放n阶分量的系数。

V_out(t)＝β₁V_in(t)+β₂V_in ²(t)+β₃V_in ³(t)+...            (6)

输入信号为驱动级放大器200的输出X(t)为Doherty功放300的输入信号，其中包括X_基波(t)、X_IM3(t)、X_IM5(t)等，高阶分量由于幅度很小，可以忽略。基波X_基波(t)经过Doherty放大，同样将产生三阶和五阶交调失真，X_IM3(t)、X_IM5(t)通过Doherty功放300正常放大。

基波X_基波(t)经过Doherty功放300后，将产生新的基波，三阶和五阶失真，可以分别用式（7）（8）（9）来表示。

基波分量：Y_基波(t)＝β₁α₁a(t)[cos(ω₁t)+cos(ω₂t)]            (7)

三阶交调： $Y_{\mathrm{IM}3}^{,}\left(t\right)=(\frac{3}{4}{\mathrm{\β}}_3{\left[{\mathrm{\α}}_{1}a\left(t\right)\right]}^3+\frac{25}{8}{\mathrm{\β}}_5{\left[{\mathrm{\α}}_{1}a\left(t\right)\right]}^5)\cos [(2{\mathrm{\ω}}_1-{\mathrm{\ω}}_2)t+{\mathrm{\θ}}_3]---\left(8\right)$

五阶交调： $Y_{\mathrm{IM}5}^{,}\left(t\right)=\left(\frac{5}{8}{\mathrm{\β}}_5{\left[{\mathrm{\α}}_{1}a\left(t\right)\right]}^5\right)\cos [(3{\mathrm{\ω}}_1-2{\mathrm{\ω}}_2)t+{\mathrm{\θ}}_5]---\left(9\right)$

其中θ₃、θ₅分别为驱动级放大器200对三阶和五阶分量的相移。

X_IM3(t)、X_IM5(t)通过Doherty功放300放大后，分别如式（10）（11）所示。

三阶交调：

五阶交调：

所以系统最终输出的三阶和五阶交调失真分量如式（12）（13）所示。

(12)

(13)

α_n、β_n、

θ_n是关于功放栅压和输入功率的函数。改变驱动级放大器200和Doherty主功放302的栅压，当满足式（14）（15）时，IM3和IM5可以抵消。

$\left|{\mathrm{\β}}_1(\frac{3}{4}{\mathrm{\α}}_3{a}^3\left(t\right)+\frac{25}{8}{\mathrm{\α}}_5{a}^5\left(t\right))\right|=|\frac{3}{4}{\mathrm{\β}}_3{\left[{\mathrm{\α}}_{1}a\left(t\right)\right]}^3+\frac{25}{8}{\mathrm{\β}}_5{\left[{\mathrm{\α}}_{1}a\left(t\right)\right]}^5|$ 并且

$\left|{\mathrm{\β}}_1\left(\frac{5}{8}{\mathrm{\α}}_5{a}^5\left(t\right)\right)\right|=\left|\frac{5}{8}{\mathrm{\β}}_5{\left[{\mathrm{\α}}_{1}a\left(t\right)\right]}^5\right|$ 并且

从上实施例可以看出，利用功率器件非线性产生的机理，通过控制放大单元中几个放大器的栅极电压，可以使系统的失真分量相互抵消，以此达到改善系统线性度的目的。

以上参照实施例具体地展示和描述了本发明，对于本领域的一般技术人员，依据本发明实施例的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (4)

1.一种射频功率放大装置，其特征在于，该装置包括：

-数字控制电路单元（100），至少包括：一个定向耦合器（101），耦合主干路上的射频信号；一个射频信号功率检测电路（102），检测输入信号功率大小，以模拟电压形式输出；一个栅极电压控制电路（103），采集射频信号功率检测电路（102）输出的模拟电压，根据输入射频信号的功率检索查找表LUT，输出两个模拟电压，分别作为驱动级放大器（200）的栅极偏置电压和Doherty的主功放（300）的栅极偏置电压；

-驱动级放大器（200），对射频信号初步放大，至少包括一个晶体管（201），所述晶体管（201）前端具有匹配网络和可调栅极供电电路；所述晶体管（201）后端具有漏极供电电路和输出匹配网络；

-Doherty功放（300），至少包括功率分配器(301)，将射频信号等功率分为两路；至少包括一个主功放(302)，与功率分配器(301)的其中一个输出端相连，其偏置在AB类或B类，栅极电压可调；至少包括一个峰值功放(303)，与功率分配器(301)的另一个输出端相连，其偏置在C类；至少包括功率合成器(304)，起到负载调制作用，使主功放(302)提前进入饱和工作状态；

在上述装置中，通过设置驱动级放大器（200）和Doherty功放（300），获得高的放大效率；通过设置数字控制电路单元（100），根据功率放大器非线性失真产生的机理，利用栅极电压控制电路（103）控制驱动级放大器（200）的栅极偏置电压和Doherty的主功放(302)的栅极偏置电压，从而改变驱动级放大器（200）和Doherty的主功放(302)失真分量的相位与幅度，使其对消，获得高的线性度。

2.根据权利1所述的射频功率放大装置，其特征在于，所述射频信号功率检测电路（102）包括带通滤波器BPF（112），功率检波器（122）和低通滤波器LPF(132)。

3.根据权利1所述的射频功率放大装置，其特征在于，所述晶体管（201）选用LDMOS或者GaN。

4.根据权利1所述的射频功率放大装置，其特征在于，所述功率分配器（301）是威尔金森功分器或者Branch-line定向耦合器。

Images