CN102771055A - 用于多功能雷达和通信的宽带发射机/接收机装置 - Google Patents

Abstract

本发明的目的是提供一种用于发射和接收电磁波的创造性的宽带发射机／接收机装置，其中，所述发射机／接收机装置包括连接到发射机（19）的数字任意波形发生器AWG（1）。所述波形发生器（1）被配置成在给定的带宽内生成任意波形。所述发射机／接收机装置还包括：被配置成发射发射机信号（S1）并接收入射信号（S2）的天线装置（5）、以及被配置成接收接收机信号（S3）的接收机。所述发射机／接收机装置还包括连接至所述天线装置（5）、所述发射机（19）和所述接收机的模拟隔离器（4）。所述模拟隔离器（4）适于将所述发射机信号（S1）从所述发射机（19）路由至所述天线装置（5）以及将所述入射信号（S2）从所述天线装置（5）路由至所述接收机，并将所述发射机信号（S1）与所述接收机信号（S3）隔离。所述接收机适于借助于至少所述隔离器（4）、所述天线装置（5）和所述发射机（19）的至少一个数字模型（6、7、17）来消除所述接收机信号（S3）中的任何残余的发射机信号。

Description

用于多功能雷达和通信的宽带发射机/接收机装置

技术领域

本发明涉及一种宽带多功能发射机和接收机装置，优选地用于以VHF、UHF或在微波频带中进行发射和接收的宽带多功能发射机和接收机装置。这样的装置可以同时地并且在相同的频带中用作雷达、监视和通信系统。

背景技术

以最简单的形式，现有技术的连续波CW雷达发射单频连续波。通过测量回波信号的多普勒频移，CW雷达可以确定被检测物体的速度。通过在CW雷达中对连续波的线性调频（锯齿），设置经调频的连续波FMCW雷达系统。CW的调频具有还可以确定到被检测物体的距离的优点。从US 3,789,398已知这样的FMCW雷达系统。FMCW雷达主要通过以下事实而得到启发：该事实是其将雷达传输信号的峰值平均功率比最小化。因此，其应用是作为低音雷达（whispering radar）用于阻挠雷达信号的检测。

然而，FMCW雷达局限于所述雷达功能并且缺乏任何多功能的能力。

此外，FMCW雷达在其雷达功能与环境信号之间表现出差的信号共处（cohabitation）。

因此，需要有改进的发射机／接收机装置，从而消除上述缺点。

发明内容

本发明的目的是提供一种用于发射和接收电磁波的创造性的宽带发射机/接收机装置以及用于发射和接收宽带电磁波的方法，其中，在一定程度上避免了前面提到的问题。通过权利要求1的特征部分的特征实现该目的，其中，所述发射机/接收机装置包括连接至发射机的数字任意波形发生器AWG，并且其中所述波形发生器被配置成在给定带宽内生成任意波形。所述发射机／接收机装置还包括：被配置成发射发射机信号并接收入射信号的天线装置、以及被配置成接收接收机信号的接收机。所述发射机／接收机装置还包括连接到所述天线装置、所述发射机和所述接收机的模拟隔离器。所述模拟隔离器适于将所述发射机信号从所述发射机路由到所述天线装置以及将所述入射信号从所述天线装置路由到所述接收机，并且将所述发射机信号与所述接收机信号隔离。所述接收机适于借助于至少所述隔离器、所述天线装置和所述发射机的至少一个数字模型来消除所述接收机信号中的任何残余的发射机信号。

还通过权利要求17的特征部分实现所述目的，其中，所述方法包括步骤：借助于连接至发射机的数字任意波形发生器AWG在给定带宽内生成任意波形；将发射机信号从所述发射机路由到天线装置并且将所述天线装置上的入射信号路由到接收机；以及借助于连接至所述天线装置、所述发射机和所述接收机的模拟隔离器将所述发射机信号与所述接收机信号隔离；借助于至少所述隔离器、所述天线装置和所述发射机的至少一个数字模型消除所述接收机信号中的任何残留的发射机信号。

通过实施从属权利要求的特征中的一个或多个特征来实现另外的优点。

创造性的宽带发射机／接收机装置用作多功能雷达、监视和通信系统的核心。当例如在小型或中型无人驾驶空运交通工具UAV应用上需要紧凑型设备时，该系统由于其出色的泄露消除而是特别合适的。该创造性的发射机／接收机装置与脉冲雷达设备相比还有减小的重量和体积，并且其中利用CW雷达降低了发射机峰值功率。

本发明意图将雷达功能与电磁信号接收和发射的其他用途结合。基本要求是所述雷达不是如普通雷达那样是脉冲的而是基于连续波形原理而工作，即如FMCW雷达那样。然而，与FMCW雷达相比，本发明的特有的想法是波形必须被允许是任意的并且例如波形被调制成用作通信信号，同时仍然满足其作为雷达传输信号的作用。在这方面，已知的FMCW雷达设计几乎没用。实际上，连续波雷达的主要挑战是实现发射与接收之间的隔离并且在本发明中实现发射与接收之间的隔离的方法与FMCW雷达的实现发射与接收之间的隔离的方法非常不同。

根据本发明的创造性的宽带发射机／接收机装置的多功能能力包括提供：

1.提供微波和／或低频合成孔径雷达SAR的雷达功能；

2.信号环境的被动监视以确立正在进行的发射；

3.将由发射机/接收机装置获取的雷达数据和/或被动监视数据以下行链路的方式传输的通信能力；

4.不同的位置／物体之间（例如地面单元之间）的通信中继服务，用于扩展地面通信链路的范围。

该构思中的宽带意味着系统覆盖至少倍频程量级的带宽，而中心频率是从VHF至最高在微波区域（即50MHz-5GHz）内的任何频率。

下面，将描述创造性的发射机／接收机装置的关于雷达工作和信号共处的方面。还将描述发射机/接收机装置的关于被动监视和通信的方面，但不在技术细节的同一级别上。实际上，对于在雷达技术和RF通信领域中的技术人员而言，为了使任意波形包含经调制的通信和雷达数据下行链路信号的目的，如何采用任意波形的可能性是显而易见的。此外，连续宽带信号接收的能力使得能够实现被动信号监视。最后，任意波形生成与连续操作的组合使得能够实现不同位置之间的多种通信中继服务，在这些不同位置中雷达模仿并且重复通信信道采用的特定调制。

该创造性的发射机／接收机装置提供雷达功能与环境信号之间的改进水平的信号共处。改进是可能的，这在于雷达将不会引起对通信的强干扰以及雷达关于由通信信号引起的干扰将是鲁棒性的。

共处的问题涉及下述方式：

1.缓解由雷达对这些其他服务引起的干扰，以及

2.缓解这些服务对雷达工作的干扰。

由于频率上向上到已确立的微波雷达频带的频谱扩散的竞争使用，共处问题往往对所有雷达频率都变得重要。然而，共处的问题对于大约1GHz以下的频率尤其关键。所有通信服务中的一大部分都位于这个频带中。工作在1GHz以下并且具有100MHz量级的带宽的SAR有穿透地面和植被的能力，并且因此探测普通传感器探测不到的物体和结构。存在下述明显的冲突：通信与这种类型的雷达共用相同的频率。本发明的一个应用是减轻这种冲突。

考虑类型1的共处干扰缓解。如果给予雷达接收并立即转播入射信号的能力，则能够潜在地减少共处干扰。这在通信信道中将具有与多径效应相似的效应，其中，通信调制方案必须对于多径效应是显著鲁棒性的。诸如OFDM的现代数字调制技术是特别鲁棒性的。

考虑类型2的共处干扰缓解。关于雷达对于环境信号干扰的鲁棒性，存在数种方案。通过在范围（或快时间）谱中产生与通信频带对应的陷波可以去除窄带干扰。对于宽带干扰，例如数字调制电视广播，该方法导致雷达数据和SAR图像质量极其大地退化。较好的抑制方案是使用消除或者二维陷波。当雷达信号适于入射信号（如所描述的）时，二维陷波方法可直接适用。这事实上是专利申请WO 2004/097451的实质，在该专利申请中雷达模仿模拟电视信号，以使得接收到的电视信号在SAR信号处理中将有几乎为零的多普勒（或“慢时间”）的带宽。因此可以对其进行二维陷波，即在范围和慢时间谱二者中进行陷波。

作为类型2的干扰缓解的方法的消除非常适合于具有内置误差校正的经数字调制的信号。在雷达地面响应信号非常弱以致解码和误差校正将完全取回干扰信号的情况下以及当雷达地面响应信号非常弱以致解码和误差校正将完全取回干扰信号时，可以应用消除。然后，所述干扰信号可以再次被编码、被减去并且从而在整个接收信号中被缓解。

雷达响应信号与干扰信号相比较弱的情形是普遍经历的。它也是发射机信号适配于进入信号的方案的状况，因为这将转发雷达响应信号，该雷达响应信号必须不损害转发的干扰信号的解码。因此，适当的方案会适配发射机功率水平以使得雷达响应保持任何环境信号的希望避免引起干扰的一小部分。

为了实现上述鲁棒性能力，根据本发明的雷达应该完全捕获干扰信号并无中断地转发这些干扰信号。因此，雷达应基于连续发射波形原理来工作，并且由于雷达需要具有转发任何入射信号的能力，因此雷达除了连续工作之外还必须有能够发射任意形状的波形的额外的能力。作为本发明的核心的这样的雷达将称作任意波形连续波AWCW雷达。应用的一个重要候选是作为UAV机载的紧凑的且多功能的传感器。本发明所特别考虑的UAV的小尺寸事实上是用于实现AWCW雷达的重要使能因素。雷达将以小范围工作，即以低的发射机功率工作。

发射任意波的构思并不是新的。通常任意波形被用在感测伪随机噪声信号中，以固定形式从一个脉冲到另一个脉冲被转播。然而，本发明提出下述新构思：波形可以在任何长度的时间内是完全非重复的并且事实上能够连续地拷贝入射信号，所述入射信号被转发并用作总体发射波形的一部分。此外，本发明提出了下述构思：这种非重复的波形可以被连续地发射，而不会如普通脉冲雷达中那样为了接收而中断。任意波形由任意波形发生器适当地生成，该任意波形发生器使用数字信号处理技术来合成波形。

显然，AWCW雷达装置除了其作为雷达的应用之外，还具有充当通信链路的能力，该能力是其在发射波形中连续拷贝入射信号的能力的直接结果。此外，因为发射波形是任意的，所以发射波形可以被调制以传送传感器数据信息并由此用于将这些数据向下链路传输。因为AWCW雷达以连续接收的方式工作，因此AWCW雷达也可以实现在设计AWCW雷达所针对的频带内执行信号监视的作用。这是并行完成的，而没有分时或者以其他方式分离雷达装置在不同应用之间的能力的任何需要。

下面说明在雷达应用中创造性的发射机／接收机装置的理论。假定连续且任意的发射机信号是a(t)并且假定接收到的信号是r(t)。假定信号a(t)具有带宽B并且信号a(t)需要具有两个基本特性：在某一预选的时间段T内，需要：

1.在具有长度T的任何时间间隔内，信号a(t)以相等的功率密度跨越带宽B。

2.在所有时间t内a(t)与a(t+nT)；n=1,2,…之间的互相关一致是低的意义上，信号a(t)不重复其本身。

可以在这些条件下通过下述相关性获得范围反射率f(R,t)的重建，其中t是雷达慢时间：

$f(R,t)=\underset{t-T/2}{\overset{t+T/2}{\∫}}r(t^{\′}+\frac{R}{c})a(t^{\′}-\frac{R}{c}){\mathrm{dt}}^{\′}---\left(I\right)$

因为所述基本特性1，公式（I）提供了具有给定旁瓣水平的带宽有限范围分辨率。可以看出，如果a(t)是周期性的，周期为T，则将有周期为△R=cT／2的范围模糊。因此，不存在这种模糊是由于所述基本特性2。范围模糊的抑制深度被a(t)的时间带宽的乘积BT所限制。实际上，对于最佳波形，对于所有范围和时间，抑制深度将等于BT。40分贝dB且B=1GHz的合适的抑制深度将对应于T=10μs。

通过（I），f(R,t)被低通滤波至最高慢时间频率1/T。通过SAR多普勒带宽来设置f(R,t)的所需要的慢时间带宽。当发射机／接收机装置用在基于UAV的SAR雷达中时，该带宽通常是100Hz量级并且因此显著小于1/T。在随后的SAR处理中，f(R,t)将进一步被低通滤波成与具有可能几秒的SAR集成时间的倒数相对应的带宽。关于干扰，抑制的程度将取决于发射信号是否适配于干扰，如上文所讨论的。

如果发射机信号不适配于干扰信号并且因此与干扰信号不相关，则干扰正如相加到r(t)的任何噪声分量一样将通过（I）被抑制。实际上，抑制比率部分地通过在（I）中出现的平均并且部分地通过多普勒带宽设置的进一步时间平均f(R,t)来设定。因此对于带宽B=1GHz和多普勒带宽100Hz，对于干扰以及噪声的抑制比率将是80dB。AWCW雷达与例如步进频率雷达之间的这种抑制能力的一个差异是：与只接收雷达带宽的全部频率中的子带（即步长）的步进频率雷达相反，AWCW雷达中的接收机一直接收全带宽。

如果发射机信号确实适配，即发射机信号在干扰频带内模仿干扰，则在慢雷达时间中干扰将是基本固定的。在这种情况下，干扰缓解的方法是在多普勒频谱内减少干扰的带宽，并且以二维（在范围和多普勒谱两者中）的方式对干扰进行陷波。因此干扰被更有效地去除，而不仅是被抑制。对SAR图像质量的影响是小的，这是因为通过二维滤波去除的数据的量是小的。关于消除，当发射信号不适配于干扰时，可通过该方法实现的抑制的水平将增加到可获得的消除深度，如上所述。

AWCW雷达的最重要的关注是获得发射机信号与接收机信号之间的充分的隔离。可实现的隔离限制了容许发射机功率水平，这是因为隔离应该使该水平降低至由环境噪声或接收信道噪声确定的接收噪声水平。雷达的带宽越大，接收信道噪声水平越大。另一方面，由于例如以高采样率工作的模拟-数字转换器ADC和数字-模拟转换器DAC的减小的动态范围，导致可能的隔离随着增加的带宽而变弱。

如在FMCW雷达中所示，可通过模拟消除技术来实现窄带隔离。然而，对于创造性的发射机/接收机装置所需要的宽带隔离，需要用于数字消除的充分开发的装置。公开了一种宽带隔离方法，该方法包括以三个逻辑步骤设置隔离的结合的模拟和数字消除方案：

1.在发射机／接收机装置的隔离器中的初始模拟消除，该模拟消除需要是高度线性且时间稳定的，并且因此可以通过数字模型被精确地特征化。

2.第一模拟和数字消除步骤，该步骤通过利用这被精确获知并且模拟消除系统特性也被精确获知，来去除关于数字发射机信号的任何模拟消除误差。

3.第二数字消除步骤，该步骤通过利用发射机噪声噪声具有相对低的强度并且因此可以被精确地AD转换来针对发射机噪声去除模拟消除误差。

不需要精确的发射机模型，这是因为步骤3注意了这样的模型误差。然而，注意可实现的隔离取决于两个冲突需求，即A)模拟系统的通过自身实现高度隔离的能力，以及B)步骤2和步骤3中获得高度隔离所需要的模拟系统的特征化性。这里的特征性意味着模拟系统可以被设计成产生高度隔离但是仅以下述方式来实现：所述方式使得泄露残余是较不线性的或者在时间上较不稳定的。因此，对于这样的系统，在数字抑制阶段可实现的隔离的程度将是有限的。必须在模拟消除与数字消除之间找到适当的折衷。

另一个限制因素是所需要的DAC的精度。因此，有三个将限制隔离的主要参数，即模拟隔离水平、模拟消除的特征化性、以及DAC分辨率。ADC分辨率是较不受关注的，这是因为要被AD转换的信号都是低水平的。

附图说明

现在将参照附图详细地描述本发明，在附图中：

图1示出了根据本发明的AWCW雷达的系统构建块；

图2示出了根据本发明的接收机中的泄露和降噪阶段；

图3示出了根据本发明的隔离器设计；

图4示出了设置在UAV上的图3的隔离器的天线装置；

图5A示出了根据本发明的用于确定发射机的数字模型的校准装置；

图5B示出了根据本发明的用于确定减法单元的特性的校准装置；

图5C示出了根据本发明的用于确定隔离器和天线装置的数字模型的校准装置；

图5D示出了根据本发明的用于确定减法单元的特性的校准装置。

具体实施方式

在下文中，仅通过对实现本发明的一种模式进行说明的方式示出和描述本发明的仅一种实施例。

图1示出了根据本发明的AWCW雷达的系统构建块。数字任意波形发生器AWG 1向发射机19馈送，发射机19包括第一数字-模拟转换器DAC 2和功率放大器3。因而，由AWG 1生成的信号被转换成模拟信号，该模拟信号在功率放大器3中被放大。随后发射机19将发射机信号S1馈送至用于控制信号流的方向的RF隔离器4。隔离器4还连接至天线装置5并且连接至接收机，以使得来自发射机19的信号S1借助于隔离器4被路由至天线装置5并且与接收机隔离，并且天线上的入射信号S2被单独地路由至接收机。术语隔离器（4）在这里被认为是包含能够路由所述信号S1、S2并且能够对发射机信号S1进行隔离以避免进入接收机的任何类型的装置，例如隔离器、环行器以及功率分配器/功率合成器网络等。

来自隔离器的接收机信号S3经由第一衰减器9被馈送至第一减法单元10。接收机信号S3至少有三项，即（a）入射到天线装置5上的任何外部信号S2、（b）天线反射、以及（c）隔离器泄露。

通过以下方式生成第一消除信号S4：将来自AWG 1的生成的波形信号馈送至发射机19的数字模型6，然后馈送至隔离器4、天线装置5和第一减法单元10的第一数字模型7，并且然后馈送至第二DAC 8。随后将所述第一消除信号S4从第二DAC 8馈送至第一减法单元10，所述第一减法单元10是模拟减法单元10。在发射机19的数字模型6和所述第一数字模型7正确地描述了发射机19、隔离器4、天线装置5以及第一减法单元10的物理性能（即它们准确地描绘了所述装置19、4、5和10的传递特性）的情况下，上述的信号项（b）和（c）在第一减法单元10中被去除。形成至少发射机噪声的差异最有可能保留在第一减法单元10的信号输出中。从第一减法单元10输出的信号的强度与馈送至第一减法单元10的接收机信号S3的水平以及第一消除信号S4的水平相比显著地减小。将从第一消除单元10输出的低水平信号馈送至第一模拟-数字转换器ADC 11并且随后馈送至第二减法单元12，所述第二减法单元是数字减法单元12。

通过以下方式生成第二消除信号S5：首先将发射机19的数字模型6的输出馈送至第三DAC 13，所述第三DAC 13的输出信号被馈送至第三减法单元15。从发射机19的输出经过了第二衰减器14来提供到第三减法单元15的另一个输入信号。因此，来自第三减法单元15的输出信号对应于发射机19的数字模型6与实际发射机输出之间的差，即其中由于发射机19的不精确的数字模型6而造成的在第一减法单元10中没有被减去的任何发射机噪声。第三减法单元15的信号输出将在第二ADC 16中被模拟数字地转换，并且随后被馈送至隔离器4、天线装置5和第三减法单元15的第二数字模型17。因此，该信号将与从第一ADC 11馈送至第二减法单元12的发射机噪声项匹配。因此，第二减法单元12的输出去除上述误差，将对应于入射到天线装置5上的任何信号S2，所述误差与上文讨论的特征化性限制以及第一数字-模拟转换器2、第二数字-模拟转换器8和第三数字-模拟转换器13的分辨率有关，这还限制了在第一减法单元10和第三减法单元15中消除的可能水平。

因此，第一消除信号S4的路由通过省略模拟-数字转换来准确地处理消除的大幅度部分。这种省略是可以的，因为信号的大幅度部分是已知的。第二消除信号S5的路由处理残余，所述残差是未知的但是具有小幅度，因此在没有损失关键精度的情况下允许对所述残余进行模拟-数字转换。

由发射机19生成的、耦合到第二衰减器14的且由天线装置5发射的信号S1和由天线装置5接收的且耦合到第一衰减器9的信号S2是高强度信号，然而第二减法单元12的输出处的信号仅大于ADC量化水平（即ADC内部噪声水平）。在图1的框图中所有其他信号都是具有不使第一ADC 11和第二ADC 16饱和的降低的水平的信号。

可以使用数例来说明该理由：

假定系统的带宽是1GHz，内部噪声温度为3000K（开氏温度）并且外部噪声为30000K，其中，升高的外部噪声是由大量的干扰引起的。根据下述关系计算噪声水平“kTB”：

“kTB”=k_BT_sB_n

其中，“kTB”是以瓦特为单位的噪声温度，k_B是玻耳兹曼常数（1.381×10^-23J/K，焦耳每开尔文），T_s是噪声温度（K），并且B_n是噪声带宽（Hz）。因此，内部噪声水平“kTB”是-73dBm并且外部噪声水平是-63dBm。认为-70dBm对于第一ADC 11是LSB（最低有效位）功率。如果该第一ADC11有9位，则它提供大约-20dBm的最大容许输入功率水平。50dB的ADC动态范围还被用作雷达系统数字模型的精度。

对于现有技术，数字-模拟转换器DAC的-70dBm的噪声水平被认为能以0dBm输出水平实现。因此，这意味着DAC误差相对于满刻度是-70dB。发射机放大器3将被假定为输出1dBW，需要30dB增益。不期望功率放大器的数字模型是高度精确的。假定允许发射机数字建模误差的10dBm的发射机噪声。这与63dB的发射机噪声因数相对应。

图2示出了接收机中的泄露和降噪阶段，其中，Y轴代表以dBm为单位的信号功率，并且X轴示出了接收机的序列部件，例如“9”是指第一衰减器9，并且“10”是指第一减法单元10等。假定隔离器泄露是-20dB。这使得在隔离器输出处的发射机信号泄露20是10dBm，发射机噪声泄露21是-10dBm，以及外部噪声水平22是-63dBm。

在第一衰减器9的10dB值的情况下，发射机信号泄露20变得和第二DAC 8的输出水平相同，于是它们可以在第一减法单元10中消除。第一衰减器9的输出处的发射机噪声泄露21是-20dBm，-20dBm是第一ADC 11的全刻度。强干扰信号在隔离器输出处也可以产生-10dBm并且与用于第一ADC 11的满刻度相对应。

在DAC分辨率的-70dB精度以及所述第一数字模型7的-50dB精度的情况下，发射机信号泄露20在第一减法单元10中减小至-50dBm。发射机噪声泄露21不从其全刻度值开始减小，并且外部噪声22由于来自第二DAC 8的增加的噪声而提升至-70dBm。

第二衰减器14必须有30dB值以将发射机信号水平减小至0dBm。因此来自发射机19的输出和发射机19的数字模型6的输出的发射机信号S1将在第三减法单元15中消除，而第二衰减器14之后发射机噪声仍然未减轻并且保持在其值处。在第二衰减器14中的30dB的衰减的情况下，该值是-20dBm，-20dBm也将是第二ADC 16的满刻度。在第二减法单元12中发射机噪声将消除。将通过第一ADC 11和第二ADC 16的量化噪声以及所述第二数字模型17的精度给出消除深度。基于第一ADC 11和第二ADC 16的采用的性能，消除深度的值是-70dBm。

在范围重建部分中，进一步减少发射机信号泄露20和发射机噪声泄露21。事实上，发射机信号泄露20是下述发射信号的复制信号：所述发射信号通过经由系统对其传输而被延迟，并且由于不受控制的泄露、分散和其他线性影响而失真，这大部分通过所施加的数字校正来处理。然而，在信号提取单元18中的范围时间反射率重建时施加到的信号上的发射机信号泄露20的残余将在传输之后保持集中至非常短的延迟，并且因此主要影响非常小的雷达范围的信号，在该雷达范围处相关的雷达数据不是期望的。存在时间稳定，它也将是多普勒频谱中的窄带。总的来说，残余的发射机信号泄露20确实将对重建的范围反射率数据f(R,t)有小的影响。

残余的发射机噪声泄露21按照与相加到接收信号的任何其他噪声分量相同的方式与范围重建的时间带宽乘积成比例地被抑制。

如在该示例中所描述的，AWCW雷达原理最适合于中等和低发射功率以及特别是在这样的雷达工作在1GHz以下的应用中，其中外部噪声水平与纯粹的热环境噪声相比被提高。

为了实现所需要的共处能力和通信能力，信号提取单元18必须包含用于提取通信子带并传送这些信号和将这些信号插入AWG 1中作为发射波形的一部分的装置，这对技术人员是显而易见的。在一些共处和通信模式中还需要解调所提取的信号的能力。因此，存在系统的数字部分，但是所述数字部是示意明显的，因而没有在图3中示出。该部分将信号提取单元18和AWG 1连接，并且根据需要还包含合适的数字编码和解码装置以及系统控制器，该系统控制器对信号提取单元18中的信号提取、AWG 1中的波形生成以及编码／解码处理进行引导。

隔离器4是AWCW雷达设计的关键部分。于此，困难是通过这样的装置实现任何显著深度的模拟宽带隔离。目前至少20dB的隔离值要求是通过假定的-70dB的DAC精度来指定的。

关于隔离的另一个问题是模拟部件的特征化性，隐含地意味着模拟部件的线性和时间稳定性。关于线性，有关于互调制和（因为需要倍频程运算）谐波失真的两个问题。这些方面的精度必须是-70dB量级的，即在上文示例中假定的50dB的DAC精度的量级。非常高程度的特征化性通常需要无源部件和优选地线性材料。因此半导体和铁氧体材料都可以意味着线性限制，并且在本申请中必须特别谨慎地使用。

线性宽带隔离器系统可以基于信号消除。这样的消除系统由两个通道组成，所述两个通道以独立的方式进行发射和接收但是所述两个通道关于通过任一通道的发射机泄露互相消除。关于在宽带系统中获得大程度的消除，挑战是许多自由度，在这些自由度中，两个通道中的泄露传递函数必须是相似的。基本上通过发生在系统中的延迟乘以信号带宽来设置自由度的该数目。因此，同样在宽带情况下，小扩展的电路通常以短延迟和简单传递函数为特征。对于以传统微波频率工作的AWCW雷达，系统本身的扩展通常是许多波长。在1GHz以下，系统的扩展可以小于波长量级。然而，在这种情况下雷达平台的扩展变成决定性的，因为低频天线从不是高度定向的并且将以不可忽视的程度与平台结构交互。由此可见，无论频率如何，系统将具有系统工作的频率的若干时段的延迟。因此，倍频程带宽系统将对应于非平凡形状的传递函数。

存在一种特定方式，以该方式可以实施用于飞机或者UAV工作的这样的宽带消除方案，并且对低于1GHz的频率非常合适。原理依赖于机身的左右对称并且采取两个消除通道，所述两个通道在这个意义上说是对称的。装置同时对左和右都起作用。通过两个通道中的任一个通道的发射机信号泄露将是相同的并且因此可以使两个泄露信号互相消除。图3示出了该原理。

在图3中，描述了宽带隔离器系统的优选的实现，其中消除原理基于第一和第二环行器32、36（优选地为90度混合器）以及功率合成器39（优选地为180度混合器）。来自发射机的发射机信号S1经由功率分配器31馈送至第一90度混合器32和第二90度混合器36的输入端口P11。所述第一90度混合器32进而从耦合端口P12向第一天线元件34馈送，并且从发射端口P22向第二天线元件33馈送。所述第二90度混合器36进而从耦合端口P12向第三天线元件38馈送，并且从发射端口P22向第四天线元件37馈送。

第一天线元件34和第二天线元件33形成右天线42，并且第三天线元件38和第四天线元件37形成左天线43。在任一个天线42、43中的所述天线元件33、34、37、38之间的间隔是中心频率处的波长的四分之一。因此，每个天线42，43将沿着天线元件33、34、37、38之间的间隔轴并且在相位延迟的方向上传播发射机信号S1，所述相位延迟通过下述事实而生成：馈送至90度混合器32、36的输入端口P11的信号将在没有相移的情况下提供至发射端口P22，而相同的信号将在其从输入端口P11到耦合端口P12的路径上被相移，从0度至90度。因此，相位延迟的方向从耦合端口P12变为发射端口P22，并且因此发射机信号S1将在图3中示出的块箭头的方向上传播。

图4示出了诸如UAV的空运交通工具44上的天线装置5。每个天线42、43都被定向成使得传播主波束与机身中心平面正交，其中，右天线42向交通工具44的右边传播，而左天线43向交通工具44的左边传播。以相对于机身中心平面的右／左对称的方式定位右天线42和左天线43。

来自左天线43的回波信号从第二90度混合器36的与发射隔离开的隔离器端口P21被收集并且馈送至180度混合器39的第一输入端口P11。类似地，来自右天线42的回波信号从第一90度混合器32的隔离器端口P21被收集并且馈送至180度混合器39的第二输入端口P21。180度混合器39还包括增量端口P12和求和端口P22。由于180度混合器39的固有功能，求和端口P22处的输出信号与第一输入端口P11和第二输入端口P21处的信号之和成比例，而增量（delta）端口P12处的输出信号与第一输入端口P11和第二输入端口P21处的信号之间的差成比例。因此来自右天线42和左天线43的收集信号被设置成在180度混合器39的所述增量端口P12和求和端口P22中以整体相位修正而相加和相减。第一开关35被设置成不受影响地传送发射机信号S1，在这种情况下第二开关40被设置成将差信号馈送到雷达接收机，或者第一开关35被设置成180度相移，在这种情况下第二开关40被设置成将和信号馈送到雷达接收机。在任一情况下，第二开关40将出自180度混合器39的剩余信号馈送至电阻性负载41。

如果在90度混合器32、36中的耦合端口P12和发射端口P22处没有发生反射，则可以实现相对于输入信号小于-20dB的隔离器端口P21处的输出，在宽带应用中也是同样的。然而，作为在第一90度混合器32和第二90度混合器36中沿着向前方向和反射方向都出现90°相移的结果，由于图3中的天线元件33、34、37、38的较差的电压驻波比VSWR而产生的反射将在第一90度混合器32和第二90度混合器36的隔离器端口P21处相干地合成，并且因此引起泄露残余。相比较，天线元件之间33→34与34→33的任何耦合互相消除，同样地在第一90度混合器32和第二90度混合器36的隔离器端口P21处，天线元件之间37→38与38→37的耦合互相消除。从一个天线中的天线元件到另一个天线中的天线元件的耦合将不会消除。因此正如天线反射，这些将在90度混合器32和36的隔离器端口P21处造成信号残余。

然而，给定天线装置5和机身的左右对称，根据如所说明的第一开关35的设定，在90度混合器32、36的隔离器端口P21处的泄露残余的幅度相等并且相位相等或相反。因此这些泄露残余在经由开关40向雷达接收机进行馈送的180度混合器39的输出中将总是消除。这个结论对出现在天线元件33、34、37、38中或者之间的直接反射和耦合是有效的，并且在这些影响扩展成包括所有与机身的电磁相互作用时也是有效的。

在1GHz以下的应用中，天线元件33、34、37、38通常是宽带单极或偶极。可以使这些天线元件竖直地或者水平地极化。在图3中这些天线元件被竖直地极化并且安装在UAV机身的下面。在启动和着陆期间可能需要使天线元件可折叠或者可收缩的机构以用于保护天线元件。

由这种类型的隔离器4产生的辐射的全方向性质对于提到的应用2-4是可接受的。然而，特别地，在SAR的情况下（应用1）需要片面性用于非模糊的SAR图像形成。这种片面性可以随着时间而实现。第一开关35和第二开关40提供这种功能。当将到天线装置5的一侧的发射机信号S1的极性颠倒时，同侧的回波信号的极性也在被颠倒。通过方程式（I）的相关性获得右雷达反射率函数f_Right(R,t)和左雷达反射率函数f_Left(R,t)之和f_Right(R,t)+f_Left(R,t)或者差f_Right(R,t)-f_Left(R,t)，在方程式（I）中针对两侧使用相同的非相移的发射机信号的复制信号。通过在显著大于多普勒带宽（100Hz量级）的时段进行切换，所得到的反射率可以被线性地结合以单独地提取f_Left(R,t)和f_Right(R,t)。

对于SAR操作，切换必须相对于地面反射率的慢时间带宽而足够快地发生。典型的切换频率可以是1KHz。例如在具有电视OFDM调制的共处方案中可以使切换与正交频分复用OFDM符号率同步。

第一减法单元10适合基于180度混合器。与隔离器4相比，需要第一减法单元10实现非常高程度的消除。消除的所需水平是通过发射机信号S1的预失真而获得的，在发射机19的数字模型6和所述第一数字模型7中实现。除了发射机19、隔离器4以及天线装置5的传递特性之外，预失真还必须考虑形成第一减法单元10的180度混合器的不完美。以与180度混合器的相同方式适当地设计第三减法单元15，并且使第三减法单元15经受与第一减法单元10的要求类似的要求。

完全数字地执行第二减法单元12中的消除步骤。所述第二数字模型17遵循与发射机19的数字模型6和所述第一数字模型7完全相同的原则，但是第二数字模型17对发射机噪声起作用。包括在接收机／发射机装置中的所有数字模型6、7、17优选地实施为数字有限脉冲响应FIR滤波器。这种滤波器的特性和用于对其进行建模的技术通常是已知的。从本说明书获益的本领域技术人员将能够开发必要的软件来实现满足他们的特殊情形所需要的数字滤波器。

已知系统的传递特性，通过下述方程式确定预失真：

y(t)=k₁₁αsin(ωt+α+γ₁₁)+k₁₂bsin(ωt+β+γ₁₂)(11)

这里y(t)是第一减法单元10对于任何具体频率ω的输出信号。形成第一减法单元10的180度混合器以下述为特征：实的非负的但是频率相关的传输和耦合常数k₁₁和k₁₂、以及频率相关的相移γ₁₁和γ₁₂。对于180度混合器，k₁₁≈k₁₂≈1，而γ₁₁≈π/2且γ₁₂≈-π/2。此外a是用于隔离器4和放大器3的实的非负的但是频率相关的集总传输常数，并且α是相应的频率相关的相移。为了实现理想的消除，所述第一数字模型7中发射机信号S1的所需失真，必须利用下述传递性：

$b=\frac{k_{11}a}{k_{12}}---\left(\mathrm{III}\right)$

β=π-α-γ₁₁-γ₁₂

由此产生的消除将是理想的达到假定（II）的精度以及第二DAC 8的精度。

为了实现消除滤波器的足够的精度，应该通过经由系统从AWG 1发射测试信号来校准这些消除滤波器。原则上，测试信号可以是一系列脉冲，每个脉冲包括通过AWG 1发射的单个非零样本。脉冲将按照系统的模拟部件中的预期延迟而适时扩展。测试信号中的每个脉冲的间隔应不足以使得由于这种扩展引起模糊。应该选择校准序列的长度，以使得当响应相干地相加时，所获得的信号水平远高于系统内部噪声。

校准测量将直接确定数字模型6、7、17的代表模拟系统经历的校准的FIR滤波器系数。通过该方法，所述第一数字模型7和第二数字模型17以及发射机19的数字模型6都可以被确定。

对于完整的校准，提出四个校准配置，图5A至图5D中示出这四个校准布置。在图5A中，测试信号由AWG 1生成并且发送到信号提取单元18，信号提取单元18可以直接导出发射机19的数字模型6。在该校准步骤过程中，在第二数字模型17中没有进行信号变换。精度受到第二ADC16的分辨率的限制，并且将是相对粗糙的。然而，由于消除发射机噪声的第二减法单元12而不需要非常精确地确定发射机19。

在图5B中，确定了形成第三减法单元15的180度混合器的特性、以及180度混合器起减法单元的作用所需的预失真系数。由AWG 1生成的并且施加到发射机19的数字模型6的测试信号被逐一馈送至第三减法单元15的两个输入端口，并且随后被馈送至信号提取单元18，在该信号提取单元18处导出形成第三减法单元15的180度混合器的特性。在该校准步骤期间，在第二数字模型17中没有进行信号变换。

在图5C中，确定隔离器4和天线装置5的特性。因为发射机19的数字模型6和形成第三减法单元15的180度混合器的第二数字模型17都是已知的，所以可以建立发射机噪声消除回路。隔离器4特性必须被确定成实际雷达回波的精度级别，因此雷达回波必须与隔离器响应分离。这是由信号提取单元18来完成的，其中，系统响应全部将处于基本为零的范围，如已经结合图2描述的那样。因为来自隔离器4的信号弱，所以校准需要功率放大器3。随着发射机噪声消除回路起作用，这是可能的。

最后在图5D中，以与第三减法单元15的180度混合器相似的方式表征第一减法单元10的180度混合器，其中，使用之前确定的隔离器4和天线装置5的第一数字模型7。

不同的校准配置都可以通过根据需要插入到重定向信号的适当的开关来实现。此外，利用雷达平台中的适当位置处的AWCW雷达系统适合进行校准，其中雷达平台位于与其预定的使用领域相对应的环境中，例如在SAR应用的情况下为空运。因此将充分考虑天线与平台结构交互的影响。

如将被实现的，本发明能够在各种明显的方面进行修改，所有这些修改并不背离所附权利要求的范围。例如，如果可以容许降低的隔离，在合适的情况下，也可以在没有所述第三数字消除步骤的情况下实现宽带消除方案，由此发射机19的数字模型6和所述第一数字模型7可以被组合成单个数字模型。因此，附图以及对图的描述在本质上被认为是说明性的而非限制性的。

Claims (17)

1.一种用于发射和接收电磁波的宽带发射机/接收机装置，其特征在于，所述发射机/接收机装置包括：

连接至发射机（19）的数字任意波形发生器AWG（1），其中，所述波形发生器（1）被配置成在给定带宽内生成任意波形；

天线装置（5），被配置成发射发射机信号（S1）并且接收入射信号（S2）；

接收机，被配置成接收接收机信号（S3）；

连接至所述天线装置（5）、所述发射机（19）和所述接收机的模拟隔离器（4），其中，所述模拟隔离器（4）适于将所述发射机信号（S1）从所述发射机（19）路由至所述天线装置（5）以及将所述入射信号（S2）从所述天线装置（5）路由至所述接收机，并且将所述发射机信号（S1）与所述接收机信号（S3）隔离，

其中，所述接收机适于借助于至少所述隔离器（4）、所述天线装置（5）和所述发射机（19）的至少一个数字模型（6、7、17）来消除所述接收机信号（S3）中的任何残余的发射机信号。

2.根据权利要求1所述的宽带发射机/接收机装置，其特征在于，所述发射机/接收机装置还包括第一减法单元（10），所述第一减法单元（10）被配置成从自所述隔离器（4）接收的所述接收机信号（S3）减去第一消除信号（S4），从所述至少一个数字模型（6、7）接收的所述第一消除信号（S4）被配置成对应于所述波形对至少所述发射机（19）、所述隔离器（4）和所述天线装置（5）的预测的影响。

3.根据权利要求2所述的宽带发射机/接收机装置，其特征在于，所述发射机/接收机装置还包括第二减法单元（12），所述第二减法单元（12）被配置成从自所述第一减法单元（10）的输出接收的信号减去第二消除信号（S5），从所述至少一个数字模型（17）接收的所述第二消除信号（S5）被配置成对应于至少所述发射机（19）中生成的发射机噪声对至少所述隔离器（4）和所述天线装置（5）的预测的影响。

4.根据权利要求2或3中任一项所述的宽带发射机/接收机装置，其特征在于，所述至少一个数字模型包括至少所述隔离器（4）和所述天线装置（5）的第一数字模型（7）以及所述发射机（19）的数字模型（6），其中，所述第一消除信号（S4）对应于施加到所述发射机（19）的所述数字模型（6）且施加到所述第一数字模型（7）的所述AWG（1）的输出信号。

5.根据权利要求3或4中任一项所述的宽带发射机/接收机装置，其特征在于，所述至少一个数字模型包括至少所述隔离器（4）和所述天线装置（5）的第二数字模型（17），其中，所述第二消除信号（S5）对应于施加到所述第二数字模型（17）的所述发射机噪声的数字化表示。

6.根据权利要求5所述的宽带发射机/接收机装置，其特征在于，所述发射机噪声的所述数字化表示被布置成由第三减法单元（15）生成，所述第三减法单元（15）耦合至所述发射机（19）并且耦合至所述发射机（19）的所述数字模型（6）。

7.根据权利要求6所述的宽带发射机/接收机装置，其特征在于，所述第一和第三减法单元（10、15）是模拟减法单元，所述第一数字模型（7）是至少所述隔离器（4）、所述天线装置（5）和所述第一模拟减法单元（10）的数字模型，并且所述第二数字模型（17）是至少所述隔离器（4）、所述天线装置（5）和所述第三模拟减法单元（15）的数字模型。

8.根据上述权利要求中任一项所述的宽带发射机/接收机装置，其特征在于，所述发射机（19）包括耦合至功率放大器（3）的第一数字-模拟转换器DAC（2），其中，所述第一DAC（2）连接至所述AWG（1），并且所述功率放大器（3）连接至所述隔离器（4）。

9.根据权利要求5至8中任一项所述的宽带发射机/接收机装置，其特征在于，

所述第一减法单元（10）是经由第一衰减器（9）连接至所述隔离器（4）的输出并经由第二DAC（8）连接至所述第一数字模型（7）的模拟减法单元（10）；

所述第二减法单元（12）是经由第一模拟-数字转换器ADC（11）连接至所述第一减法单元（10）的输出并连接至所述第二数字模型（17）的数字减法单元（12），并且，

所述第二数字模型（17）经由第二ADC（16）连接至所述第二减法单元（15），其中，所述第二减法单元（15）经由第二衰减器（14）耦合至所述功率放大器（3），并且经由第三DAC（13）耦合至所述发射机（19）的所述数字模型（6）。

10.根据上述权利要求中任一项所述的宽带发射机/接收机装置，其特征在于，所述隔离器（4）包括：功率分配器（31）、连接至所述天线装置（5）的右天线（42）的第一环行器（32）、连接至所述天线装置（5）的左天线（43）的第二环行器（36）、以及功率合成器（39），其中，所述功率分配器（31）被配置成从所述发射机（19）接收发射机信号（S1）并且向所述第一环行器和第二环行器（32、36）进行馈送，所述第一环行器和第二环行器（32、36）被配置成将所述右天线和左天线（42、43）上的任何入射信号路由至所述功率合成器，其中，所述功率分配器（31）和功率合成器（39）被配置成：当所述右天线和左天线（42、43）以同相的方式被馈送时，在所述功率合成器（39）的输出处提供对应于所述右天线入射信号与所述左天线入射信号之间的差的差信号；或者当所述右天线和所述左天线（42、43）以反相的方式被馈送时，在所述功率合成器（39）的所述输出处提供对应于所述右天线入射信号与所述左天线入射信号之和的和信号。

11.根据权利要求10所述的宽带发射机/接收机装置，其特征在于，所述隔离器（4）还包括：

第一开关（35），所述第一开关（35）被配置成对从所述功率分配器（31）接收的并馈送至所述右天线和所述左天线（42、43）之一的信号的极性进行切换，以使得所述右天线和所述左天线（42、43）能够以同相的方式和以反相的方式被馈送，以及

第二开关（40），所述第二开关（40）将所述功率合成器（39）与所述隔离器（4）的所述输出连接，并且被配置成与所述第一开关（35）同时切换，以使得：当所述右天线和所述左天线（42、43）以同相的方式被馈送时，将所述差信号路由至所述隔离器（4）的所述输出；以及当所述右天线和所述左天线（42、43）以反相的方式被馈送时，将所述和信号路由至所述隔离器（4）的所述输出。

12.根据权利要求11所述的宽带发射机/接收机装置，其特征在于，所述第一环行器（32）由通过输入端口（P11）连接至所述功率分配器（31）的第一90度混合器形成，所述第二环行器（36）由通过输入端口（P11）连接至所述功率分配器（31）的第二90度混合器形成，

其中，所述第一90度混合器和所述第二90度混合器（32、36）之一经由所述第一开关（35）连接至所述功率分配器（31），

其中，所述右天线（42）包括第一天线元件和第二天线元件（34、33），所述第一天线元件和所述第二天线元件（34、33）分别连接至所述第一90度混合器（32）的耦合端口和发射端口（P12、P22），

其中，所述左天线（43）包括第三天线元件和第四天线元件（38、37），所述第三天线元件和所述第四天线元件（38、37）分别连接至所述第二90度混合器（36）的耦合端口和发射端口（P12、P22），

其中，所述功率合成器（39）由180度混合器形成，并且其中，所述180度混合器（39）的第一输入端口（P11）连接至所述第二90度混合器（36）的隔离器端口（P21），所述180度混合器（39）的第二输入端口（P21）连接至所述第一90度混合器（32）的隔离器端口（P21），并且所述180度混合器（39）的增量端口和求和端口（P12、P22）连接至所述第二开关（40），并且

其中，所述第二开关（40）将所述增量端口和求和端口（P12、P22）与所述电阻性负载（41）和所述隔离器（4）的所述输出连接。

13.一种空运交通工具（44），包括机身，所述机身关于所述交通工具的中心平面镜像对称，当从所述交通工具的后方观看时所述中心平面将所述交通工具分成右部和左部，其特征在于，所述空运交通工具（44）包括根据上述权利要求中任一项所述的宽带发射机/接收机装置，所述右天线（42）被布置在所述交通工具（44）的所述右部上，所述左天线（43）被布置在所述交通工具（44）的所述左部上，并且以关于所述中心平面对称的方式布置所述右天线和所述左天线（42、43）。

14.一种特别适合于提供高分辨率微波SAR和低频SAR的任意波形连续波AWCW雷达系统，其特征在于，所述雷达系统包括根据权利要求1至12中任一项所述的宽带发射机/接收机装置，其中，所述第二减法单元（12）的输出连接至信号提取单元（18）以重建范围反射率。

15.一种用于同时接收任何入射RF通信信号并且转发所述信号的宽带RF通信单元，其特征在于，所述通信单元包括根据权利要求1至12中任一项所述的宽带发射机/接收机装置，其中，所述第二减法单元（12）的所述输出向所述数字任意波形发生器（1）进行馈送以基本上立即转发所述入射通信信号，所述第二减法单元（12）的所述输出被配置成与所述天线装置（5）上的入射通信信号对应。

16.一种组合的雷达、监视和通信系统，其特征在于，所述系统包括根据权利要求14所述的AWCW雷达系统和根据权利要求15所述的RF通信单元。

17.一种用于发射和接收宽带电磁波的方法，其特征在于，所述方法包括步骤：

借助于连接至发射机（19）的数字任意波形发生器AWG（1）在给定的带宽内生成任意波形，

借助于连接至所述天线装置（5）、所述发射机（19）和所述接收机的模拟隔离器（4），将发射机信号（S1）从所述发射机（19）路由至天线装置（5）以及将所述天线装置（5）上的入射信号（S2）路由至接收机，并且将所述发射机信号（S1）与所述接收机信号（S3）隔离，

借助于至少所述隔离器（4）、所述天线装置（5）和所述发射机（19）的至少一个数字模型（6、7、17）来消除所述接收机信号（S3）中的任何残余的发射机信号。

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