CN102723964A

CN102723964A - 一种多标准移动终端的无声表面滤波器的射频前端收发器

Info

Publication number: CN102723964A
Application number: CN2012102043553A
Authority: CN
Inventors: 栗强
Original assignee: LIWITEK TECHNOLOGY (TIANJIN) CO LTD
Current assignee: LiwiTek Semiconductor (Wuxi) Co.,Ltd.
Priority date: 2012-06-20
Filing date: 2012-06-20
Publication date: 2012-10-10
Anticipated expiration: 2032-06-20
Also published as: CN102723964B

Abstract

本发明公开了一种多标准移动终端的无声表面滤波器的射频前端收发器，包括有一个接收机、一个频率合成器和一个发射机，所述接收机的前端设置有一个或者多个射频跟踪滤波器。本发明公开的一种多标准移动终端的无声表面滤波器的射频前端收发器，其集成设置射频跟踪滤波器，可以不需要在射频前端收发器内接收机的输入端设置多个声表面滤波器，同时减少射频前端收发器内接收机的输入端数量，因此可以显著降低移动终端的生产成本以及减小移动终端整体芯片的面积，并且可以节约射频前端收发器内接收机中射频跟踪滤波器的功耗，提高射频跟踪滤波器的性能，进而提升移动终端的整体性能和市场竞争力，具有重大的生产实践意义。

Description

一种多标准移动终端的无声表面滤波器的射频前端收发器

技术领域

本发明涉及移动通信技术领域，特别是涉及一种多标准移动终端的无声表面滤波器的射频前端收发器。

背景技术

目前，随着智能手机和平板电脑的发展，全球移动数据的业务量大幅增长。其中，LTE（长期演进，Long Term Evolution）技术的开发，不仅提高了无线通信的频谱利用率，同时还增加了无线通信的数据传输速率和可处理的数据容量。

目前，LTE技术的无线通信频谱（频率高达3.8 GHz）可以分为43波段，1到21波段被列为LTE-FDD（频分双工），而33至43波段被列为的LTE-TDD（时分双工频段）。

由于移动运营商预期到用户通信的数据使用量将大幅度增长，这样使得移动运营商需要有效利用现有的无线通信频谱资源，并且尽快实施覆盖频段较为广泛的LTE技术。为了推动LTE技术的广泛普及，在做好LTE基础设施建设的同时，移动终端中的信号收发技术也需要同步或者更快速度发展。这时候，移动运营商以及其他厂家需要加大力度进行移动终端的技术研发，目的在于使得一个移动终端，其具有多波段、多模式、双技术的功能，即使得移动终端具有的信号收发器能够覆盖现有LTE无线通信波段，同时可以兼容传统通信网络（WCDMA、EVDO的TD-SCDMA、CDMA和GSM网络），以及支持TDD和FDD技术。需要说明的是，对于目前的第三代移动通信技术（3rd-generation，3G），其包括有四种标准：CDMA2000、WCDMA、TD-SCDMA、WiMAX。

其中，如图1所示，对于现有移动终端的0.7~2.7GH频段的信号收发器（即射频前端收发器），为了让移动终端可以同时处理FDD和TDD技术（即具有双技术的功能），以支持1~21的FDD波段和33~41的TDD频段，需要提高移动终端的数字运算能力，通过将所述信号收发器与基带处理器相连接，从而妥善分配基带处理器与信号收发器之间的运算负荷。

参见图2，对于目前具有LTE/TD-SCDMA通信功能的移动终端（如一个手机），其通常包括有六个功能模块，具体为：LTE/TD-SCDMA射频前端收发器、2G（第二代移动通信技术，例如GSM）射频前端收发器、基带处理器（Base band）、应用处理器（Application Processor）、存储器（Memory）以及电源管理模块（Power Management Unit）。

为了覆盖TD-LTE（分时长期演进）和TD-SCDMA（时分同步码分多址）通信的所有频道，参见图3，现有传统具有LTE/TD-SCDMA通信功能的移动终端的信号发射机（TX）还具有两路输出端，同时，通过在信号收发器（即射频前端收发器RFIC）内接收机的前端使用声表面滤波器（SAW filter），以减少两个波段之间的互相干扰。例如，对于用于接收TD-SCDMA和TD-LTE信号的收发机（RX），具有四个信号接收的波段，具体为34波段、38波段、39波段以及40波段，总共需要使用四个声表面滤波器。而对于用于接收TD-LTE信号的收发机（LTE RX），要求多样化（diversity）以提高数据率和灵敏度，因此，具有三个专门用于接收TD-LTE信号的LTE波段，具体为：38波段、39波段以及40波段。因此，如图3所示，移动终端的信号收发器（即射频前端收发器）一共具有7个信号输入端以及7个声表面滤波器，具体为：在单刀七掷（SP7T）射频开关处具有4个信号输入端，在单刀三掷（SP3T）开关处具有3个信号输入端。因此，现有移动终端的信号射频输入端较多，且具有较多的声表面波滤波器，从而导致移动终端的信号收发器（即射频前端收发器）的生产成本较高，丧失了移动终端的价格竞争优势，并且大大增加了移动终端整体芯片的面积，移动终端芯片面积较大，进而严重影响了移动终端的市场应用前景。

因此，目前迫切需要开发出一种技术，其可以在保证移动终端性能的前提下，有效降低移动终端射频前端收发器的生产成本以及减少收发器芯片的面积，进而降低移动终端整体芯片的面积和生产成本，提高移动终端的价格竞争力，扩大移动终端的市场应用前景。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的是提供一种多标准移动终端的无声表面滤波器的射频前端收发器，该射频前端收发器中集成设置射频跟踪滤波器，可以不需要在射频前端收发器内接收机的输入端设置多个声表面滤波器数量，同时减少射频前端收发器内接收机的输入端数量，因此可以显著降低移动终端的生产成本以及减小移动终端整体芯片的面积，并且可以节约射频前端收发器内接收机中射频跟踪滤波器的功耗，提高射频跟踪滤波器的性能，进而提升移动终端的整体性能和市场竞争力，具有重大的生产实践意义。

为此，本发明提供了一种多标准移动终端的无声表面滤波器的射频前端收发器，包括有一个接收机、一个频率合成器和一个发射机，所述接收机的前端设置有一个或者多个射频跟踪滤波器。

其中，所述接收机包括有两个低噪声放大器LNA，所述两个低噪声放大器LNA的一端分别与一个信号输入端RXIN相接；

所述两个低噪声放大器LNA的另一端分别与一个可变增益放大器VGA相接，每个所述可变增益放大器VGA分别接一个射频跟踪滤波器和由两个混频器Mixer组成的一个混频器组合，并且两个所述可变增益放大器VGA之间连接有一个功率探测器；

每个所述混频器组合与一个可变增益中频放大和低通滤波器PGA/LPF相接，每个可变增益中频放大和低通滤波器分别与两个数模转换器ADC相接，每个数模转换器ADC与基带处理器相接。

其中，所述频率合成器包括有接收本振产生器，所述接收本振产生器分别接发射本振产生器、除法器、多模数分频器MMD以及所述接收机中的两个混频器组合；

所述除法器依次接压控振荡器VCO、环路滤波器LF和一个鉴相器和电压泵串接模块，所述鉴相器和电压泵串接模块分别接一个数控晶振和一个多模数分频器，所述多模数分频器分别接所述除法器和一个调制器DSM，所述压控振荡器VCO还与一个自动频率控制器AFC相接。

其中，所述发射机包括有四个数模转换器组合，每个数模转换器组合包括有一个混频器和一个射频数模转换器RFDAC，所述混频器与射频数模转换器RFDAC相接；

其中两个数模转换器组合中的混频器与同一个低波段变压器相接，且两个数模转换器组合中的射频数模转换器RFDAC与所述频率合成器中的发射本振产生器相接；另外两个数模转换器组合中的混频器与同一个高波段变压器相接，且数模转换器组合中的射频数模转换器RFDAC与所述频率合成器中的发射本振产生器相接。

其中，所述低噪声放大器LNA包括有N型MOS开关管M1和N型MOS开关管M2，所述MOS开关管M1的源极和N型MOS开关管M2的源极分别与一个电感Ls的两端相连接；

所述MOS开关管M1的栅极分别接一个电容C10和电阻R1，所述电容C10与第一差分信号输入端口INP相接；所述MOS开关管M2的栅极分别接一个电容C20和电阻R2，所述电容C20与第二差分信号输入端口INN相接；所述电阻R1的另一端和电阻R2的另一端一起与一个直流偏置控制信号输入端口Bias相接。

其中，所述可变增益放大器VGA包括有多个MOS开关管M3、M13、M23、M4、M14和M24，其中，所述MOS开关管M3、M13和M23的源极同时与所述低噪声放大器LNA中MOS开关管M1的漏极相连接；所述MOS开关管M4、M14和M24的源极同时与所述低噪声放大器LNA中MOS开关管M2的漏极相连接；

所述MOS开关管M3的栅极和M4的栅极相交后与供电电源端V_DD相接；

所述MOS开关管M13和M14分别与一个第一增益控制信号端口GC相接，所述MOS开关管M23和M24分别与一个第二增益控制信号端口GCB相接；

所述MOS开关管M3和M13的漏极一起相交后与第一信号总输出端OUT_P相接，所述MOS开关管M4和M14的漏极一起相交后与第二信号总输出端OUT_N相接；此外，所述MOS开关管M23、M24的漏极分别与供电电源端V_DD相接。

其中，所述射频跟踪滤波器包括有负跨导模块，所述负跨导模块与所述第一信号总输出端OUT_P和第二信号总输出端OUT_N相接；

第一信号总输出端OUT_P和第二信号总输出端OUT_N之间设置有一个频段可调电容C_b，所述电容库频段可调电容C_b并联有一个电感L_D，所述电感L_D与供电电源端V_DD相接。

其中，所述负跨导模块包括有多个负跨导单元，每个负跨导单元上分别具有一个第一信号输出端Outp和一个第二信号输出端Outn，所有负跨导单元的第一信号输出端Outp同时与第一信号总输出端OUT_P相接，所有负跨导单元的第二信号输出端Outn同时与第二信号总输出端OUT_N相接。

其中，每个所述负跨导单元包括有MOS开关管M5、M6、M7和M8，其中，所述开关管M7的漏极和M8的栅极相交后与第一信号输出端Outp相接，所述M7的栅极和M8的漏极相交后与第二信号输出端Outn相接，所述开关管M7和M8的源极同时与开关管M5的漏极相接；

所述开关管M5和M6的栅极连接在一起，所述开关管M5和M6接地，所述开关管M6的漏极分别与栅极、直流偏置控制信号输入端口Bias，所述Bias与一个供电电源端V_DD相接。

其中，还包括有一个跟踪滤波器品质参数Q校正电路，该电路包括有一个混频器、一个本振产生器和一个数字校正发动机，其中，所述射频跟踪滤波器分别与所述混频器和数字校正发动机相接，所述混频器分别与所述本振产生器、数字校正发动机相接。

由以上本发明提供的技术方案可见，与现有技术相比较，本发明提供了一种多标准移动终端的无声表面滤波器的射频前端收发器，该射频前端收发器中集成设置射频跟踪滤波器，由射频跟踪滤波器根据本终端信号接收频段的不同来对外部信号进行选择，从而可以不需要在射频前端收发器内接收机的输入端设置多个声表面滤波器数量，同时减少射频前端收发器内接收机的信号输入端数量，因此可以显著降低移动终端的生产成本以及减小移动终端整体芯片的面积，从而提升移动终端的市场竞争力，因此具有重大的生产实践意义。

此外，本发明还可以节约射频前端收发器内接收机中射频跟踪滤波器的功耗，提高射频跟踪滤波器的性能，进而提升移动终端的整体性能和市场竞争力，具有重大的生产实践意义。

附图说明

图1为现有第四代无线通信LTE的无线通信频谱分配图；

图2为现有一种具有LTE/TD-SCDMA通信功能的移动终端的结构简图；

图3为现有具有LTE/TD-SCDMA通信功能的移动终端的传输信号示意图；

图4为本发明提供的一种多标准移动终端的无声表面滤波器的射频前端收发器所应用的多标准移动终端的传输信号示意图；

图5为本发明提供的一种多标准移动终端的无声表面滤波器的射频前端收发器的结构框图；

图6为现有传统的移动终端中声表面滤波器的位置示意图；

图7为本发明提供的一种多标准移动终端的无声表面滤波器的射频前端收发器中接收机内射频跟踪滤波器的位置示意图；

图8为本发明提供的一种多标准移动终端的无声表面滤波器的射频前端收发器中接收机内每个射频滤波前端模块所具有的射频跟踪滤波器、低噪声放大器LNA和可变增益放大器VGA之间的具体连接结构示意图；

图9为在本发明提供的一种多标准移动终端的无声表面滤波器的射频前端收发器的接收机内每个射频滤波前端模块中，其中的射频跟踪滤波器具有的一个负跨导单元的电路原理示意图；

图10为在本发明提供的一种多标准移动终端的无声表面滤波器的射频前端收发器中，接收机内每个射频滤波前端模块所具有的射频跟踪滤波器的输出频谱图；

图11为在本发明提供的一种多标准移动终端的无声表面滤波器的射频前端收发器中，接收机内每个射频滤波前端模块所具有的射频跟踪滤波器的品质参数Q的校正电路框图。

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面结合附图和实施方式对本发明作进一步的详细说明。

参见图4，本发明提供了一种多标准移动终端，可以覆盖TD-LTE（分时长期演进）和TD-SCDMA时分同步码分多址）通信的所有频道，对TD-LTE和TD-SCDMA信号进行接收处理，其包括有一个基带处理器BBIC 101、一个射频前端收发器RFIC 102、两个发射端功率放大器PA 103以及一个射频开关 104，所述射频开关104与一个天线105相连接，其中：

基带处理器BBIC 101，用于进行移动通信过程中的数据处理和存储；

射频前端收发器RFIC 102，分别与基带处理器101、一个天线105相连接，用于通过天线接收多个波段的外部信号，并根据外部信号接收频段的不同，对外部信号进行选择，然后将所选择的信号转发给发射端功率放大器103；

每个发射端功率放大器PA 103，与射频前端收发器RFIC 102相连接，用于对所接收到的信号进行放大处理，然后通过所述射频开关传送给相连接的天线105，由天线105进行信号发射。

在本发明中，参见图4，所述射频开关104具体为单刀四掷（SP4T）开关。

对于本发明，所述射频前端收发器RFIC 102包括有一个接收机1021、一个频率合成器1022和一个发射机1023三部分，其中，所述接收机1021用于实时接收外部天线所转发的信号；所述频率合成器1022分别与接收机、发射机相接，用于产生本振信号，并将本振信号的频率与发射机或者接收机处的信号进行频率叠加合成处理；所述发射机1023，用于将信号通过射频开关，最终发射出去。

在本发明中，具体实现上，所述射频前端收发器RFIC 102在接收机1021的前端设置有一个或者多个射频跟踪滤波器，所述射频跟踪滤波器是能够对移动终端所需频率的信号进行预选的带通滤波器，它是品质参数Q增强型的滤波器，可以抑制外部的镜像频率，降低本振经由天线的辐射。因此，本发明的射频前端收发器102通过设置有该射频跟踪滤波器，可以根据外部信号接收频段的不同，对外部信号进行选择。例如，目前的无需通信频谱中，对于34波段的TD-SCDMA信号，其频段为2010~2025MHZ；对于38波段的TD-LTE信号，其频段为2570-2620 MHZ；对于39F波段的TD-LTE信号，其频段为1880~1900MHZ；对于39S波段的TD-SCDMA信号，其频段为1900~1920MHZ；对于40波段的TD-SCDMA信号，其频段为2300~2400MHZ。因此，鉴于不同波段的TD-LTE信号和TD-SCDMA信号具有不同的频段，因此，本发明只需根据不同的频段，而可以区分出不同波段、不同类型的信号，实现对外部信号进行选择，避免了两个波段信号之间的相互干扰。

因此，如上所述，本发明与现有技术相比较，通过在接收机1021的前端设置有射频跟踪滤波器，从而无需再设置用于减少两个波段之间的互相干扰的多个声表面滤波器（SAW filter），参见图4，同时相应地还可以减少射频前端收发器内接收机的信号输入端数量，因此可以显著降低移动终端的生产成本以及减小移动终端整体芯片的面积，进而提升移动终端的市场竞争力。

一并参见图5，对于本发明，提供了一种多标准移动终端的无声表面滤波器的射频前端收发器，本发明的射频前端收发器可以实现单端输入、双通路输出以及单一频率合成器。具体实现上，本发明射频前端收发器RFIC 102包括有接收机1021、频率合成器1022和发射机1023三部分，其中：

对于接收机（Receiver ）1021，其包括有两个低噪声放大器LNA，所述两个低噪声放大器LNA的一端分别与一个信号输入端RXIN相接，其中一个信号输入端RXIN直接连接天线105，另外一个信号输入端RXIN通过射频开关104与天线105相接；所述两个低噪声放大器LNA的另一端分别与一个可变增益放大器VGA相接，每个所述可变增益放大器VGA分别接一个射频跟踪滤波器（Tracking Filter）和由两个混频器Mixer组成的一个混频器组合，并且两个所述可变增益放大器VGA之间连接有一个功率探测器（Power Detector）；每个所述混频器组合与一个可变增益中频放大和低通滤波器（PGA/LPF，即将中频可编程增益放大器PGA和低通滤波器LPF串联在一起）相接，每个可变增益中频放大和低通滤波器分别与两个数模转换器ADC相接，每个数模转换器ADC与基带处理器101相接。

在接收机1021中，参见图5，包括有两个射频滤波前端模块，每个射频滤波前端模块由相互连接的一个低噪声放大器LNA、一个可变增益放大器VGA和射频跟踪滤波器（Tracking Filter）组成。

在本发明中，对于本发明提供的射频前端收发器，其可以包括有两路结构完全相同的接收机1021，其上面标有多样化（Diversity）标识，是专门为实现LTE的标准要求，利用多样化、多信道来提高数据率和灵敏度。

需要说明的是，对于接收机1021部分，其中的第一模块为低噪声放大器（Low Noise Amplifier，LNA），在保证本身低噪声的同时，通过其增益一致后端模块的噪声。其后的可变增益放大器模块（Variable Gain Amplifier，VGA），用于控制低噪声放大器的增益，来满足接收机动态范围的要求，也就是根据使接收机可以根据输入信号的大小来调节其增益的大小。跟踪滤波器（Tracking Filter）用于根据接收频道信息，调整滤波器中心频率，滤除带外干扰，保护之后的混频器工作在它的线性度范围。功率探测器（Power Detector）用于感知滤波后的信号功率大小，为基带处理器提供信号功率信息来设置接收机。混频器Mixer用于把本振发生器的频率信号与接收频率混频，把接收到的频率信号转化为低频信号，中频可编程增益放大器（Programmable Gain Amplifier， PGA），进一步把小信号放大到模数转换器可处理的幅度，同时控制增益来适应不同的输入信号幅度。低通滤波器（Low Pass Filter， LPF）进一步在中频滤除带外干扰信号，确保信号处于数模转换器（Analog to Digital Converter, ADC）可处理的信号动态范围内。数模转换器ADC用于把模拟信号转换为数字信号，以提供给数字基带处理器（Baseband，BB）处理。

对于频率合成器（Synthesizer）1022，其包括有接收本振产生器（RX LO GEN），所述接收本振产生器分别接发射本振产生器（TX LO GEN）、除法器、多模数分频器MMD以及所述接收机1021中的两个混频器组合，所述多模数分频器MMD分别接所述接收机1021中的四个数模转换器ADC；

此外，所述除法器依次接压控振荡器VCO、环路滤波器（LF）和一个鉴相器和电压泵串接模块（PFD/CP，即将电压泵CP和鉴相器PFD串联在一起的模块），所述鉴相器和电压泵串接模块分别接一个数控晶振和一个多模数分频器（/N），所述多模数分频器分别接所述除法器和一个调制器DSM；所述压控振荡器VCO还与一个自动频率控制器AFC相接。

需要说明的是，对于频率合成器（Synthesizer）1022，其中的数控晶振（Digital Controlled Crystal Oscillator，DCXO，即为数字控制晶振)利用较为精确片外晶振，与片内振荡电路结合产生精确的26MHz频率信号作为频率合成器的参考源，压控振荡器（Voltage Controlled Oscillator，VCO）产生的频率信号经过模拟除法器除2后，再经过多模数分频器（Multi-Modules Divider， MMD)形成了26MHz频率信号，通过鉴相器（Phase Frequency Detector，PFD）与数控晶振产生的参考源比较，它们的频率和相位的不同之处通过电压泵（Charge Pump，CP）转化为电压，来反馈调整压控振荡器VCO的电压，从而输出稳定精确的频率信号。此外，为抑制多模数分频器MMD引入的杂扰，在电压泵CP和压控振荡器VCO之间加环路滤波器（Loop Filter，LF）以及自动频率控制（Automatic Frequency Control，AFC），实现对压控振荡器VCO在锁定之前的频率进行粗调。调制器（Delta-Sigma Modulator， DSM）用于通过调整多模数分频器MMD的分频倍数，引入调制信号。为GSM的调制方式（即GMSK）的频率合成器直接调制模式使用。

对于所述发射机1023，其包括有四个数模转换器组合，每个数模转换器组合包括有一个混频器和一个射频数模转换器RFDAC，所述混频器与射频数模转换器RFDAC相接（如图5所示），其中，两个数模转换器组合中的混频器与同一个低波段变压器100（低频的波段为B34和39）相接，且两个数模转换器组合中的射频数模转换器RFDAC与所述频率合成器1022中的发射本振产生器（TX LO GEN）相接；另外两个数模转换器组合中的混频器与同一个高波段变压器200（高频的波段为B38和B40）相接，且数模转换器组合中的射频数模转换器RFDAC与所述频率合成器1022中的发射本振产生器（TX LO GEN）相接。

参见图5，所述低波段变压器100与一个低频信号输出端TX_LB相接，所述高波段变压器200分别与一个高频信号输出端TX_HB相接，所述低频信号输出端TX_LB和高频信号输出端TX_HB分别与发射端功率放大器PA 103相接。

此外，所述低波段变压器100相连接的一个数模转换器组合和所述高波段变压器200相连接的一个数模转换器组合两者通过一个第一信道I与所述基带处理器101相接，所述低波段变压器100相连接的另外一个数模转换器组合和所述高波段变压器200相连接的另外一个数模转换器组合两者通过一个第二信道Q与所述基带处理器101相接。

需要说明的是，对于发射机1023，其按照输出频率分为高波段（TX_HB）和低波段（TX_LB），分别从高频信号输出端TX_HB和低频信号输出端TX_LB进行信号输出，高波段覆盖频率波段从2300MHz到2620MHz，低波段覆盖频率波段从1880MHz到2025MHz，为取得最佳峰值相应，分别有相应的高波段变压器200和低波段变压器100。高波段的正交I输出和Q输出在高波段变压器200处相加，取消镜像信号，由于是差分设计，本振泄漏也在此处取消。低波段的正交I输出和Q输出在低波段变压器处相加，取消镜像信号，由于是差分设计，本振泄漏也在此处取消。低波段的本振正交I和Q输入信号频率为1880MHz到2025MHz，高波段的本振正交I和Q输入信号频率为23000MHz到2620MHz，高波段和低波段部分分别接受由基带处理器BBIC而来的正交输入信号TXI和TXQ。RFDAC为射频数模转换器，后面有详细描述。

图6为现有传统的移动终端中声表面滤波器的位置示意图。

一并参见图3、图6，在图3所示的一种传统移动终端射频前端收发器的实现架构中，每一波段都需要有各自的声表面滤波器（SAW filter）来抑制带外干扰信号，声表面滤波器SAW filter位于射频前端收发器的接收机之外，即位于芯片外。如图6所示，鉴于声表面滤波器SAW filter在抑制带外噪声干扰的同时对系统信号有插入衰减的负面影响，所以现有通常使用的射频前端收发器的片内低噪声放大器LNA需要同时满足低噪声和高放大倍数增益的指标要求。例如，低噪声放大器LNA的放大倍数增益要求为15dB（分贝）和噪声系数要求为2dB，以及输入1dB压缩点为-15dBm（厘分贝），即输入信号的放大倍数增益下降到比线性增益低1dB时的输入功率值为-15dBm。

对于图3和图6所示的声表面滤波器SAW filter，由于该声表面滤波器SAW filter为单独设置的分立元件，设置在移动终端的射频前端收发器之外，因此，增加了移动终端的生产成本，使得移动终端在进行多波段、多标准的信号接收处理时，移动终端的整体芯片面积较大，不利于手机等移动终端的体积小型化。

为了解决上述现有移动终端中将声表面滤波器SAW filter设置在射频前端收发器之外，从而整体芯片面积较大的问题，并且降低对低噪声放大器LNA的低噪声和高放大倍数增益的指标要求。参见图7、图8所示，本发明提供了一种多标准移动终端的无声表面滤波器的射频前端收发器，适用于发射接收不同时的时分多址系统，例如TD-LTE、TD-SCDMA和GSM系统。其无需在射频前端收发器之外设置声表面滤波器SAW filter，而是在射频前端收发器的接收机内集成设置射频跟踪滤波器（Tracking Filter），可以不需要在射频前端收发器内接收机的输入端设置多个声表面滤波器数量，同时减少射频前端收发器内接收机的信号输入端数量，因此可以显著降低移动终端的生产成本以及减小移动终端整体芯片的面积，最终提升移动终端的市场竞争力。与图6所示的指标要求相比，由于没有声表面滤波器SAW filter引入的2dB的插入衰减，低噪声放大器LNA的放大倍数增益要求降为11dB（分贝）和噪声系数要求仅为4dB，而输入1dB压缩点提高为-13dBm（厘分贝）

下面说明本发明提供的一种多标准移动终端的无声表面滤波器的射频前端收发器的具体技术实现过程。

图8为本发明提供的一种多标准移动终端的无声表面滤波器的射频前端收发器中接收机内每个射频滤波前端模块所具有的射频跟踪滤波器、低噪声放大器LNA和可变增益放大器VGA之间的具体连接结构示意图。

参见图8，本发明提供的一种多标准移动终端的无声表面滤波器的射频前端收发器的接收机中，所述低噪声放大器LNA依次接可变增益放大器VGA和射频跟踪滤波器Tracking Filter，由低噪声放大器LNA、可变增益放大器VGA和射频跟踪滤波器（Tracking Filter）一起组成射频滤波前端模块，其中：

参见图8，所述低噪声放大器LNA包括有N型MOS开关管M1和N型MOS开关管M2，所述MOS开关管M1的源极和N型MOS开关管M2的源极分别与一个电感Ls的两端相连接；

所述MOS开关管M1的栅极分别接一个电容C10和电阻R1，所述电容C10与第一差分信号输入端口INP相接；所述MOS开关管M2的栅极分别接一个电容C20和电阻R2，所述电容C20与第二差分信号输入端口INN相接；所述电阻R1的另一端和电阻R2的另一端一起与一个直流偏置控制信号输入端口Bias相接，该直流偏置控制信号输入端口用于输入直流偏置控制信号Bias。

需要说明的是，对于图8所示的射频滤波前端模块，多波段、多标准的外部信号通过所述第一差分信号输入端口INP和第二差分信号输入端口INN输入。具体实现上，一并参见图4、图5，所述第一差分信号输入端口INP和第二差分信号输入端口INN都可以通过天线来接收输入多个波段的外部信号。外部信号由所述第一差分信号输入端口INP和第二差分信号输入端口INN输入，然后分别通过电容C10和C20耦合到所述MOS开关管M1和M2。

需要说明的是，Bias就是电路的直流偏置控制信号（例如由从一个参考电源或者由基带处理器BBIC 101传来的参考电流，该参考电源的大小可以根据用户的需要预先进行设定）。射频前端收发器框图主要以频率信号的流向为主导，但是为了让电路能正常工作，必须为电路提供相应的直流配置，直流偏置可以控制模块的开启和断开。

在本发明中，所述直流偏置控制信号输入端口Bias可以通过电阻R1和R2，分别为MOS开关管M1和M2提供稳定的直流偏置电流Bias，然后通过MOS开关管M1和M2对输入的外部信号起到放大的作用，并且可以通过电感Ls来实现输入阻抗匹配。

参见图8，所述可变增益放大器VGA包括有多个MOS开关管M3、M13、M23、M4、M14和M24，其中，所述MOS开关管M3、M13和M23的源极同时与所述低噪声放大器LNA中MOS开关管M1的漏极相连接；所述MOS开关管M4、M14和M24的源极同时与所述低噪声放大器LNA中MOS开关管M2的漏极相连接；

参见图8，所述射频跟踪滤波器Tracking Filter包括有负跨导模块，所述负跨导模块与所述第一信号总输出端OUT_P和第二信号总输出端OUT_N相接；

所述负跨导模块包括有多个负跨导单元（如图8所示的Unit1~UnitN，N为大于1的整数），由所述多个负跨导单元并列组成。其中，每个负跨导单元上分别具有一个第一信号输出端Outp和一个第二信号输出端Outn，所有负跨导单元的第一信号输出端Outp连接在一起（即全部对应相连接），所有负跨导单元的第一信号输出端Outp同时与第一信号总输出端OUT_P相接；

所有负跨导单元的第二信号输出端Outn分别连接在一起（即全部对应相连接），所有负跨导单元的第二信号输出端Outn同时与第二信号总输出端OUT_N相接；

所有负跨导单元接地；并且所述多个负跨导单元的信号控制接口control1、control2和controlN（所述N为大于0的任意整数）各自独立，每个负跨导单元分别接一个直流偏置控制信号输入端口Bias，每个所述Bias分别与供电电源端V_DD相接。

参见图8，在本发明中，第一信号总输出端OUT_P和第二信号总输出端OUT_N分别与所述接收机1021中的由两个混频器Mixer组成的混频器组合相接。第一信号总输出端OUT_P和第二信号总输出端OUT_N之间设置有一个频段可调电容C_b，由基带处理器BBIC 101输出频段控制信号Vband来对电容库频段可调电容C_b进行控制，以把射频跟踪滤波器的输出信号频率设置到所需要的工作频段；

所述电容库频段可调电容C_b并联有一个电感L_D，所述电感L_D与供电电源端V_DD相接。

需要说明的是，在本发明中，所述OUT_P和OUT_N是本发明的射频跟踪滤波器的差分输出信号的两个端口，一段为正端，一端为负端，是与两个差分输入信号端口INN和INP相对应的。

一并参见图8、图9，射频跟踪滤波器中的每个所述负跨导单元包括有MOS开关管M5、M6、M7和M8，其中，所述开关管M7的漏极和M8的栅极相交后与第一信号输出端Outp相接，所述M7的栅极和M8的漏极相交后与第二信号输出端Outn相接，所述开关管M7和M8的源极同时与开关管M5的漏极相接；

参见图8、图9，对于本发明，需要说明的是，可以通过MOS开关管M3、M13、M23、M4、M14和M24来实现增益控制，其中，M3和M4的删极连接V_DD，总是导通；当第一增益控制信号GC为高电平，而第二增益控制信号GCB为低电平时，M13和M14导通，M23和M24关闭，输入的外部信号在经过增益和滤波处理后，全部输出到第一信号总输出端OUT_P和第二信号总输出端OUT_N，所以此时为高增益模式；

相反，当第一增益控制信号GC为低电平，而第二增益控制信号GCB为高电平时，M13和M14关闭，M23和M24导通，输入的外部信号的一部分输出到第一信号总输出端OUT_P和第二信号总输出端OUT_N，而另一部分信号通过V_DD端而损耗，所以此时为低增益模式。

在本发明中，需要说明的是，M23和M24与VDD相连，而不与VOUTP和VOUTN相连，所以，当第一增益控制信号GC为高电平，而第二增益控制信号GCB为低电平时，M13和M14导通，M23和M24关闭，由所述第一差分信号输入端口INP和第二差分信号输入端口INN输入的外部信号在经过增益和滤波处理后，全部输出到第一信号总输出端OUTP和第二信号总输出端OUTN，所以此时为高增益模式；

反之，当第一增益控制信号GC为低电平，而第二增益控制信号GCB为高电平时，M13和M14关闭，M23和M24导通，所述第一差分信号输入端口INP和第二差分信号输入端口INN输入的外部信号的一部分通过M23、M24输出到第一信号总输出端OUTP和第二信号总输出端OUTN，而另一部分信号依次通过M3、M4后到达V_DD端而损耗，所以此时为低增益模式。需要说明的是，当一部分信号接入到V_DD时，信号就不能进入下一模块，V_DD对于高频信号来说，就是和大地GND一样的意义，所以信号流入V_DD就相当于信号被衰减，因此，到达VDD端的信号被损耗衰减。

对于本发明，其射频前端信号收发器中接收机中的跟踪滤波器的输出端包括品质Q较差的片内电感L_D，频段控制信号Vband控制的频段调整电容C_b，以及跨导值可编程的负跨导单元组合，跨导值可通过两种办法来设置，一种是通过Bias来调整偏置电流，一种是通过调整负跨导单元的数目（1到N）来实现，由于负跨导单元的器件尺寸通常较小，跨导的改变不会影响输出端频率中心漂移。

图9为跟踪滤波器中负跨导单元电路图。参见图9，基带处理器BBIC 101通过Bias控制信号来控制负跨导单元的开关和电流大小（跨导值），M6为二级管式连接器件，通过镜像器件M5为负跨导单元通过稳定的电流，M7和M8交叉耦合连接成负跨导，最后形成的信号差分输出到第一信号输出端Outp和第二信号输出端outn。

需要说明的是，在本发明中，所述直流偏置控制信号Bias由两部分组成，一部分是用于控制电流是否流入到负跨导单元，来控制负跨导单元的开启和关闭，另一部分是通过模拟电路（例如开关管电路）来控制进入负跨导单元的电流大小，从而控制该负跨导值的大小，电流越大，负跨导值越大。例如，具体实现上，基带处理器BBIC101可以通过开关MOS管的导通和截止来控制所述直流偏置控制信号Bias中是否流入电流到负跨导单元，从而来控制负跨导单元的开关。MOS管导通，负跨导单元有电流通过，负跨导单元开启；MOS管截止时，负跨导单元没有电流通过，负跨导单元关闭。具体实现上，基带处理器BBIC101还可以通过控制数字编程控制流入负跨导单元的电流大小来控制其跨导值，跨导值随电流的增加而增加。

在本发明中，所述射频跟踪滤波器Tracking Filter的输出端整体有效阻抗R_eq为：

Figure 2012102043553100002DEST_PATH_IMAGE001

；其中，R_p为没有加负跨导时输出端有效阻抗，g_mn为负跨导值。

此外，所述射频跟踪滤波器Tracking Filter的输出端整体有效品质参数Q值为：

Figure 2012102043553100002DEST_PATH_IMAGE002

；其中，Q₀为没有加负跨导时输出端Q值。

需要说明的是，当gmn的值增加时，Q值增加，射频跟踪滤波器的选择性提高，如图10所示，当gmn值接近1/R_p时，Q值接近无穷大，射频跟踪滤波器中的放大滤波电路满足振荡条件，开始按照该射频跟踪滤波器设置为振荡器时的谐振频率振荡。此时逐渐减小负跨导值gmn，使其不振荡，回到放大滤波模式，此时的射频跟踪滤波器腔体的Q最高，选择性最好。如图10所示，射频跟踪滤波器的品质参数Q值可以从3提高到100左右。

在此需要说明的是，选择性就是滤波器滤除频率信号带外干扰的能力。对带外干扰频率信号的衰减越大选择性越好。LC腔的品质因数越好，选择性越好。Q的另一个定义为Q=Rp/X，Rp为腔体的有效阻抗，X为谐振时的电抗值，所以Q越大，Rp越大，所期望的输出频率信号相对于其他带外频率信号也越大，所以选择性越好。由于当gmn增加到等于1/Rp时，Q为无穷大，所以开始振荡，此时减小gmn到刚刚开始不振荡时，射频跟踪滤波器为放大器模式，因为Q很高，所以滤波效果选择性很好。

图11为本发明的跟踪滤波器的品质参数Q的校正框图。本发明的射频滤波前端模块还包括有一个跟踪滤波器品质参数Q校正电路，该电路包括有一个混频器、一个本振产生器和一个数字校正发动机，其中，参见图11，所述射频跟踪滤波器分别与所述混频器和数字校正发动机相接，所述混频器分别与所述本振产生器、数字校正发动机相接。

参见图11，本发明还可以由数字校正发动机来控制整个校正过程和时序，具体校正过程是：

1、通过基带处理器BBIC 发来的Vband频段控制信号来调节频段调整电容Cb值，从而把第一信号总输出端OUTP和第二信号总输出端OUTN所要输出的信号调节到目标工作频段；

2、把低噪声放大器LNA的输入端从天线断开，通过增加负跨导单元的方式把跟踪滤波器设置为振荡器，产生中心频率为fosc的振荡信号；

3、把本地振荡器（即射频前端收发器RFIC 102中的频率合成器1022的振荡器）的本振频率fLO设置为期望频段（即目标工作频段）的中心频率fosc，即使得 fLO=fosc；

4、数字校正发动机通过混频器Mixer的中频输出端DC直流偏置来检测到振荡器的起振与否；

需要说明的是，射频跟踪滤波器的起振与否的判断是通过由数字矫正发动机检测混频器的输出信号来决定。本振频率fLO是由图5的1022收发机频率合成器产生，fosc是射频跟踪滤波器的振荡频率，这两个信号混频后的输出信号频率为fLO-fosc，所以当fLO=fosc时，混频后的输出信号频率为零，也就是直流DC，这个是可以由数字矫正发动机检测到的。而当射频跟踪滤波器的振荡频率fosc=0，也就是跟踪滤波器不起振，或起振但是频率不等于fLO，混频器Mixer都不能输出DC，由此来判断跟踪滤波器起振与否。

5、减小负跨导值，直到前端振荡消失，记录负跨导值设置；

6、增加一个固定的负跨导值设置余量来保证前端放大器的稳定性，在正常工作时不至振荡。此时输出端Q值最佳，选择性最好。

需要说明的是，所述数字矫正发动机是基带处理器BBIC内的一个功能模块，其作用是检测混频器Mixer的输出信号，判断是否为直流DC，它可以对混频后的低频信号进行频谱分析，判断器频率和信号的大小。

此外，前面所述的图5的射频前端收发器RFIC 102中的频率合成器1022用于当本发明所述的射频跟踪滤波器的品质参数Q的校正模式下，作为本振产生器使用，也就是说本振产生器就是前面所述的图5的频率合成器1022。因为此模式是在收发器正常工作前进行，所以频率合成器1022此时没有其他任务。

还需要说明的是，当本发明所述的射频跟踪滤波器的品质参数Q的校正模式下，一并参见图4、图5，所激活的模块不仅包括有基带处理器BBIC，还包括有：位于接收机1021中的射频跟踪滤波器、低噪声放大器LNA、可变增益放大器VGA、由两个混频器Mixer组成的一个混频器组合、可变增益中频放大和低通滤波器PGA/LPF以及数模转换器ADC；位于频率合成器1022中的接收本振发生器、除法器、多模数分频器MMD、压控振荡器VCO、环路滤波器LF和一个鉴相器和电压泵串接模块，以及所述鉴相器和电压泵串接模块分别接的一个数控晶振和一个多模数分频器，以及所述多模数分频器连接的一个调制器DSM、所述压控振荡器VCO连接的一个自动频率控制器AFC。

对于本发明提供的射频前端收发器，其具有如下的优点：

1、不需要SAW滤波器，降低方案成本；

2、不需要SAW滤波器，缓解了系统对LNA指标要求，系统功耗更低；

4、系统简化，提高了多标准，多波段收发机的可行性；

4数字化设计，滤波控制精确。

对于本发明，需要说明的是，对于上述本发明提供的一种多标准移动终端的无声表面滤波器的射频前端收发器，其在射频前端收发器的接收机内集成设置射频跟踪滤波器（Tracking Filter），整个射频前端收发器的片内低噪声放大器LNA和跟踪滤波器模块的增益和线性指标都有所放松，而线性指标要求的输入1dB压缩点（即输入信号的放大倍数增益下降到比线性增益低1dB时的输入功率值）从现有的-15dBm提高到了-13dBm ~2dB。

此外，需要说明的是，对于上述本发明提供的一种多标准移动终端的无声表面滤波器的射频前端收发器，其具有单端信号输入且能够接受多频段信号的功能。对于本发明，与现有技术相比较，由于没有前端的声表面滤波器，低噪声放大器LNA的前端跨导级（Gm）不仅能够放大微弱信号，同时在面对功率高达0dBm的带外干扰信号（Blocker）时，不能失真。为此，本发明可以采取AB类和A类复合型跨导级，当带外干扰信号来临是，由AB类提供更多的电流来保证不失真，而由A类跨导级来保证小信号线性度和灵敏度。可变增益放大器VGA用来保证接收机的动态范围。

本发明的射频跟踪滤波器位于低噪声放大器LNA的输出端，由输出电感，电容库和负跨导三部分组成，1880～2620MHz目标频段比较有利于较高Q值片内电感的实现，频率不是很高而且电感值不用太大以至于需要很大的芯片面积，电容库用来调整目标频段，负跨导可以把整体Q值提高到20 以上。同时结合占空比25%本地振荡器信号，被动混频器和之后的中频滤波，整体达到20dBc的20MHz带外信号抑制能力，能够达到系统指标要求。

对于本发明，只需要使用一个频率合成器。因为TD-LTE和TD-SCDMA都是时分双工（TDD）的系统，因此接收和发射可以分时（不同时）进行，所以射频前端收发器中的接收器和发射器可以使用同一频率合成器，因此，与现有双频率合成器系统的射频前端收发器相比较，本发明提供的射频前端收发器可以大大减少系统的复杂程度，同时由于减少芯片面积和降低收发器芯片的生产成本。

参见图4所示，本发明的发射器可以实现双通路输出。为了提高本发明的射频前端收发器中发射机的输出频谱纯净度、效率和线性度，本发明的发射机的信号分为独立高频和低频两路输出，高频的波段为B38和B40，低频的波段为B34和39。同样道理，对于本发明，射频前端收发器芯片内的RFDAC和变压及单双端转换器也分为独立高频和低频通路，以便单独优化。

因此，综上所述，对于本发明提供的射频前端收发器中接收机中的射频跟踪滤波器，其所需功耗较低，还减小芯片面积，降低生产成本。同时，由于其可以在频段控制信号的控制下，实现自适应调整跨导，使得射频跟踪滤波器在整个频率范围内，相位噪声和起振性能一致，即无论是在低频段还是在低频段，都可以实现具有较少的噪声和保证容易起振。

综上所述，与现有技术相比较，本发明提供的一种多标准移动终端的无声表面滤波器的射频前端收发器，该射频前端收发器中集成设置射频跟踪滤波器，由射频跟踪滤波器根据本终端信号接收频段的不同来对外部信号进行选择，从而可以不需要在射频前端收发器内接收机的输入端设置多个声表面滤波器数量，同时减少射频前端收发器内接收机的信号输入端数量，因此可以显著降低移动终端的生产成本以及减小移动终端整体芯片的面积，从而提升移动终端的市场竞争力，因此具有重大的生产实践意义。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims

1.一种多标准移动终端的无声表面滤波器的射频前端收发器，其特征在于，包括有一个接收机、一个频率合成器和一个发射机，所述接收机的前端设置有一个或者多个射频跟踪滤波器。

2.如权利要求1所述的射频前端收发器，其特征在于，所述接收机包括有两个低噪声放大器LNA，所述两个低噪声放大器LNA的一端分别与一个信号输入端RXIN相接；

3.如权利要求2所述的射频前端收发器，其特征在于，所述频率合成器包括有接收本振产生器，所述接收本振产生器分别接发射本振产生器、除法器、多模数分频器MMD以及所述接收机中的两个混频器组合；

4.如权利要求3所述的射频前端收发器，其特征在于，所述发射机包括有四个数模转换器组合，每个数模转换器组合包括有一个混频器和一个射频数模转换器RFDAC，所述混频器与射频数模转换器RFDAC相接；

5.如权利要求2至4中任一项所述的射频前端收发器，其特征在于，所述低噪声放大器LNA包括有N型MOS开关管M1和N型MOS开关管M2，所述MOS开关管M1的源极和N型MOS开关管M2的源极分别与一个电感Ls的两端相连接；

6.如权利要求5所述的射频前端收发器，其特征在于，所述可变增益放大器VGA包括有多个MOS开关管M3、M13、M23、M4、M14和M24，其中，所述MOS开关管M3、M13和M23的源极同时与所述低噪声放大器LNA中MOS开关管M1的漏极相连接；所述MOS开关管M4、M14和M24的源极同时与所述低噪声放大器LNA中MOS开关管M2的漏极相连接；

7.如权利要求6所述的射频前端收发器，其特征在于，所述射频跟踪滤波器包括有负跨导模块，所述负跨导模块与所述第一信号总输出端OUT_P和第二信号总输出端OUT_N相接；

8.如权利要求7所述的射频前端收发器，其特征在于，所述负跨导模块包括有多个负跨导单元，每个负跨导单元上分别具有一个第一信号输出端Outp和一个第二信号输出端Outn，所有负跨导单元的第一信号输出端Outp同时与第一信号总输出端OUT_P相接，所有负跨导单元的第二信号输出端Outn同时与第二信号总输出端OUT_N相接。

9.如权利要求8所述的射频前端收发器，其特征在于，每个所述负跨导单元包括有MOS开关管M5、M6、M7和M8，其中，所述开关管M7的漏极和M8的栅极相交后与第一信号输出端Outp相接，所述M7的栅极和M8的漏极相交后与第二信号输出端Outn相接，所述开关管M7和M8的源极同时与开关管M5的漏极相接；

10.如权利要求2至4中任一项所述的射频前端收发器，其特征在于，还包括有一个跟踪滤波器品质参数Q校正电路，该电路包括有一个混频器、一个本振产生器和一个数字校正发动机，其中，所述射频跟踪滤波器分别与所述混频器和数字校正发动机相接，所述混频器分别与所述本振产生器、数字校正发动机相接。