CN102668393A - 数字订户线路中远端串扰的单端估计 - Google Patents

Abstract

一种用于估计离通信线路(C₁)连接到的收发器(10-1)最远的通信线路(C₁)端(C₁-2)的远端串扰R_DS-FEXT，i(f_d)的设备。该设备配置成：测量在上游频率(f_u)的上游噪声R_US-Noise(f_u)，上游噪声R_US-Noise(f_u)在通信线路(C₁)中由于串扰而被诱发；选择要对其确定远端串扰R_DS-FEXT，i(f_d)的下游频率(f_d)；以及按照上游噪声R_US-Noise(f_u)、上游频率(f_u)和下游频率(f_d)的函数来估计远端串扰R_DS-FEXT，i(f_d)′。还描述了反转上游和下游特征的设备、系统、计算机可读媒体及有关方法。

Description

数字订户线路中远端串扰的单端估计

技术领域

本发明涉及使用数字订户线路技术的电信线路中远端串扰的单端估计。

背景技术

在电信运营商向客户销售用于通过电信线路(或只是“线路”或“环路”)的数据传送的数字订户线路(DSL)服务时，不充分了解影响DSL服务的电信线路属性经常是一个问题。因此，可能不可以准确地预定线路能够支持的线路容量有多大，如以每秒兆比特表示的数据传送速率，及因此能够向客户销售的容量。

线路的运营商端包括DSL接入复用器(DSLAM)一般位于其中的中心局(CO)，而线路的客户端包括客户场所设备(CPE)一般位于其中的客户场所(CP)。DSLAM能够位于其中的其它示例包括在CO外的位置，如设备机柜或办公室建筑物的地下室中的空间。DSL服务在CO与CP之间设置，其中，下游传送指CO到CP(或DSLAM到CPE)传送，而上游传送指CP到CO(或CPE到DSLAM)传送。在CO中的DSL接入复用器用于数据传送，但也能够用于确定线路属性，如与有关传送器功率谱密度和噪声功率谱密度的知识组合，能够用于估计线路容量的衰减。

准确地确定DSL系统中的下游线路容量时，必须知道所谓的远端噪声，即，在此情况中连接到线路的CPE将遇到的噪声。在噪声有限的系统中，能够通过知道接收器噪声(在CPE的噪声)或类似的先验知识，约计远端噪声。例如，在假设用于DSL CPE的远端噪声时，经常使用-140dBm/Hz的值。然而，实现中，用于DSL通信的许多线路受来自相邻线路的串扰(干扰)限制。

串扰一般包括远端串扰(FEXT)和近端串扰(NEXT)，其中，FEXT是在两个相邻线路之间，如在离传送器最远的线路端测量的干扰，并且NEXT是在两个相邻线路之间，如在离传送器最近的线路端测量的干扰。由于传送器或收发器布置在每个DSLAM和CPE中，因此，相应的NEXT和FEXT能够为每个DSLAM和CPE确定。由于大多数DSL技术分隔用于上游和下游通信的频带，因此，NEXT通常不是问题，而FEXT是线路容量限制的主要原因。

相应地，在评估DSL线路的线路容量时，确定FEXT是重要的，并且存在用于确定FEXT的各种技术，如i)测量在两侧的噪声，即在DSLAM的上游FEXT和在CPE的下游FEXT的双端线路测试方法、ii)用于从DSLAM FFEXT确定下游FEXT的估计方法、iii)用于使用互易性内插/外推测量的FEXT耦合到其它频率和到相反传送方向的方法、iv)使用测量的FEXT级别外推到与对于FEXT测量在相同传送方向的更高频率的方法、v)使用平均上游噪声级别作为用于所有下游频率的远端噪声级别的估计的方法及vi)采用1％最坏情况FEXT模型而无关于当前噪声情况的任何输入的方法。

与确定影响线路容量的参数有关的技术的更具体的示例能够在专利文档WO2008/030145、WO2005/114861、US20090092036、US20050057880A1及WO2008/008015中找到。

上述用于确定FEXT的技术通常能够估计FEXT值。然而，由于各种缺陷，估计的FEXT值往往遭遇不能准确地反映可指示例如真实远端噪声和/或真实线路容量的FEXT值的问题，特别是在客户场所未分配设备时。

发明内容

本发明的目的是至少部分克服现有技术的一个或多个上述限制。具体而言，目的是提供一种可估计更准确的远端串扰，同时仍不要求与在客户场所的活动用户设备进行任何交互的设备。

因此，提供了一种用于对于离通信线路连接到的收发器最远的通信线路的一端估计远端串扰(FEXT)的设备。该设备配置成：测量在上游频率的上游噪声，上游噪声在通信线路中由于串扰而被诱发；选择要对其确定远端串扰的下游频率；以及按照上游噪声、上游频率和下游频率的函数来估计远端串扰。

一般情况下，该设备能够是布置在数字订户线路(DSL)通信系统的中心局(CO)的硬件组件，但也能够是可能布置在CO中的数字订户线路接入复用器(DSLAM)。一般情况下，该设备配置成实现DSL技术领域内的已知协议和标准，并且例如能够包括与已知的DSLAM单元相同的物理组件。收发器因而能够是CO或DSLAM的一部分，并且能够在传送器单元和接收器单元中分隔。在将估计的FEXT与DSLAM相关并且关于线路中的传送方向时，可以说设备估计下游FEXT。

该设备还能够布置在另一远程位置中，例如在街边机柜中。另外，该设备能够是在大量中心局中控制设备的通信管理系统的一部分，其中，例如，DSLAM能够用于测量上游噪声。

一般情况下，设备内的处理器单元配置成执行测量、选择、确定和估计及实现下面所述的其它特征。通信线路一般情况是电信网络的常规线缆(cable)，其中，如从该设备的收发器看到的远端(即，离收发器最远的通信线路端)可连接到常规DSL调制解调器。

测量的上游噪声一般情况下是所谓的静线噪声，即，收发器在测量噪声时不经线路发送任何信号。因此，该设备可配置成测量在上游频率的静线上游噪声，其中，上游噪声由于串扰而被诱发。该设备一般情况下可包括用于此目的的接收器。在本上下文中，噪声的测量可称为近端测量。

上游(或第一)频率的测量能够指设备选择将对其测量噪声的某个(上游)频率，其中，命名“上游”只用于区分该频率和诸如下游(或第二)频率等其它频率的目的。

该设备的有利之处在于它能够用于通过近端噪声的测量，提供FEXT的良好估计。如所示的，即使在远端可安装一个CPE，也无需该处的CPE。此外，由于该设备不一定基于测量NEXT，因此，测量无需在例如非对称数字订户线路(ADSL)系统中实现时使该设备可行的传送频带中被执行，其中，该设备中的接收器一般受限于只在上游接收频带中测量。

该设备可配置成：基于上游功率谱密度和下游功率谱密度，按照上游频率和下游频率的函数来确定第一关系；以及按照第一关系的函数来估计远端串扰。

第一关系也能够称为功率谱密度关系，其中，上游和下游功率谱密度能够从用于设备的操作的管理数据中获得，例如从如电信标准化联盟(Telecommunication Standardization Union，ITU)所指定的ITU-TG.997.1给出的数据。在本上下文中，按照上游频率的函数从管理数据确定上游功率谱密度，同时按照下游频率的函数来确定下游功率谱密度。

该设备可配置成基于下游功率谱密度和上游功率谱密度的商来确定第一关系。

该设备可配置成按照用于通过与该通信线路相邻的通信线路的上游信号传送的上游功率谱密度值的集合的函数来确定上游功率谱密度。例如，上游功率谱密度能够被确定成为上游信号传送使用相同频率的相邻线路的上游功率谱密度的平均值或任何其它加权值。获得相邻线路的上游功率谱密度能够是基于从用于设备的操作的管理数据检索功率谱密度值，如上所述诸如从ITU-T G.997.1检索。通过使用例如在ITU-T G.997.1中定义和经DSLAM的管理接口读出的参数的组合，可能计算用于上游和下游的传送功率谱密度。例如，如果设备是VDSL-2系统的一部分，则设备可使用Medley参考PSD(MREFPSD)和与上游/下游功率回退(UPBO/DPBO)有关的参数。如果该设备是ADSL2(+)-系统的一部分，则可使用所谓的tssi值。

该设备可配置成按照用于通过与该通信线路相邻的通信线路的下游信号传送的下游功率谱密度值的集合的函数来确定下游功率谱密度。例如，下游功率谱密度能够被确定成为下游信号传送使用相同频率的相邻线路的下游功率谱密度的平均值或任何其它加权值。相邻线路的下游功率谱密度一般情况下为设备已知，或者能够传递到设备，因为设置下游功率谱密度的经常是设备本身或位于运营商端的另一设备。

相应地，该设备可配置成按照相应预定的谱密度值的函数来确定上游功率谱密度和下游功率谱密度中的每个。例如，预定的功率谱密度值可从DSL技术领域内的适合标准获得，例如，通过使用在标准中指定的最大功率谱密度值，通过使用一部分(例如50％)的指定的最大功率谱密度值，或者使用从指定的最大值扣除相对小的固定值而获得的值。

该设备可配置成：基于通信线路的上游功率传递函数和下游功率传递函数，按照上游频率和下游频率的函数来确定第二关系；以及按照第二关系的函数来估计远端串扰。

该设备可配置成基于下游功率传递函数和上游功率传递函数的商来确定第二关系。

第二关系也能够称为功率传递函数关系。确定第二关系一般情况下按照上游频率和下游频率的函数来进行，因为下游功率传递函数取决于下游频率，而上游功率传递函数取决于上游频率。

该设备可配置成执行单端线路测试(SELT)以用于确定上游功率传递函数和下游功率传递函数中的每个。这暗示不要求或使用在线路远端的CPE来确定远端串扰。然而，即使在远端存在CPE，也仍可能使用该设备。如果SELT将在确定上游功率传递函数和下游功率传递函数中遇到困难，例如，在它们不等时的情况下，则SELT将极可能提供g和h的平均。

该设备可配置成基于通信线路的已知属性来确定上游功率传递函数和下游功率传递函数中的每个。此类属性的示例包括能够从例如在欧洲电信标准协会(ETSI)的规范TS 101388中的线缆类型PE04和PE05推导的线缆属性和线路长度。在本上下文中，要注意的是，在全球的几个地区中使用了相对很少类型的线缆，这使得可能相对容易获得要使用的已知属性。一般情况下，每种线路类型因而具有其自己的上游和下游功率传递函数，并且设备的运营商因而能够在设备中输入功率传递函数。

该设备可配置成按照用于通过与该通信线路相邻的至少一个通信线路的下游信号传送的至少一个频率值的函数来选择上游频率。例如，如果某个频率值由与要估计其远端串扰的线路在相同线缆中的其它线路用于下游信号传送，则可选择不同的上游频率，即，选择上游频率，使得它具有未用于在相邻线路中下游传送的频率值。这降低了具有由NEXT主导的FEXT的风险。在本上下文中，“主导”可指在相关频率NTXT如此之大，以致可难以准确确定FEXT。然而，相邻线路的上游频率与下游频率之间的差别不必太大。例如，如果定义传送频率的频率范围的频带方案(bandplan)已知，则足以选择离该下游频带仅一个音频的上游频率。

该设备可配置成基于为不同上游频率值的集合所测量的通信线路中的上游噪声来估计多个远端串扰值。从这点可得出，设备可配置成测量在(相同数量的)不同上游频率的多个噪声值，并随后为噪声值和上游频率值的每个对确定FEXT。这是有利的，因为它有利于确定例如更准确反映线路中的实际串扰的加权平均FEXT。

因此，该设备可配置成按照所述多个测量的上游噪声值的函数来确定平均远端串扰值。

该设备可配置成按照估计的远端串扰和预定的背景噪声级别的函数来确定远端噪声级别。这可通过例如概括估计的远端串扰和预定的背景噪声级别来完成。预定的背景噪声级别能够是某个值，如对应于CPE本身诱发的噪声的值。特定类型的CPE确切生成多少噪声能够根据经验来确立，并且优选使用的是设备的运营商预期输送到客户的CPE类型的噪声值。

离收发器最远的通信线路端优选未连接到与用于估计远端串扰的所述设备进行通信的任何客户场所设备。这不排除CPE物理连接到设备的可能性，而是指示不主动使用CPE或者CPE主动参与估计远端串扰，即，在设备估计远端串扰时，连接到线路的任何CPE是静默的(不发送信号)。

该设备可配置成通过执行通信线路中的静线噪声测量来测量上游噪声，这可指无设备通过通信线路发送任何信号。

另外，该设备的以前描述的特征也可在CPE中实现，这将对应于如上所述的实现，但不同之处是将“下游”更改为“上游”且反之亦然，使得设备是CPE，这因而将允许最终用户估计如DSLAM经历的FEXT。

从这点可得出，根据本发明的另一方面，提供了CPE形式的设备，该设备能够估计离通信线路连接到的CPE中收发器最远的通信线路端的远端串扰。该CPE配置成：i)测量在下游频率的下游噪声，下游噪声在通信线路中由于串扰而被诱发；ii)选择要对其确定远端串扰的上游频率，以及iii)按照下游噪声、下游频率和上游频率的函数来估计远端串扰。

通过将“上游”更改为“下游”且反之亦然，CPE形式的设备可包括DSLAM形式的设备的任何功能性。

根据本发明仍有的另一方面，提供了一种用于对于离通信线路连接到的收发器最远的通信线路的一端估计远端串扰的系统。该系统配置成：接收在上游频率测量的上游噪声，上游噪声在通信线路中由于串扰而被诱发；选择要对其确定远端串扰的下游频率；以及按照上游噪声、上游频率和下游频率的函数来估计远端串扰。

一般情况下，该系统是能够处理例如DSLAM单元形式的多个接入节点的操作和管理的接入节点管理系统。测量的上游噪声一般由发送测量的噪声到系统的DSLAM单元测量。然而，该系统能够选择诸如上游频率和下游频率及功率谱密度值等其它参数。该系统也能够执行与设备有关的上述其它特征(除噪声测量本身外)。

根据本发明的另一方面，提供了一种用于对于离通信线路连接到的收发器最远的通信线路的一端估计远端串扰的方法。该方法包括以下步骤：测量在上游频率的上游噪声，上游噪声在通信线路中由于串扰而被诱发；选择要对其确定远端串扰的下游频率；以及按照上游噪声、上游频率和下游频率的函数来估计远端串扰。

一般情况下，该发明性方法由DSLAM来执行，并且可包括上面与该发明性设备关联描述的特征所实现的任何功能性，并且享有对应的优点。例如，方法可包括对应于设备的上述配置的多个步骤。

该方法还能够由上述系统来执行，主要差别是系统不必执行噪声测量，而是能够接收测量的噪声(从例如DSLAM)。如由系统执行的方法能够包括与用于设备的方法关联描述的对应特征，不同之处在于适用时，系统能够从例如DSLAM单元接收测量而不是执行测量。

更具体地说，该方法可包括以下步骤：基于上游功率谱密度和下游功率谱密度，按照上游频率和下游频率的函数来确定第一关系；以及按照第一关系的函数来估计远端串扰。

该方法可包括基于下游功率谱密度和上游功率谱密度的商来确定第一关系。

该方法可包括按照用于通过与该通信线路相邻的通信线路的上游信号传送的上游功率谱密度值的集合的函数来确定上游功率谱密度的步骤。

该方法可包括按照用于通过与该通信线路相邻的通信线路的下游信号传送的下游功率谱密度值的集合的函数来确定下游功率谱密度的步骤。

该方法可包括按照相应预定的谱密度值的函数来确定上游功率谱密度和下游功率谱密度中的每个的步骤。

该方法可包括以下步骤：基于通信线路的上游功率传递函数和下游功率传递函数，按照上游频率和下游频率的函数来确定第二关系；以及按照第二关系的函数来估计远端串扰。

该方法可包括基于下游功率传递函数和上游功率传递函数的商来确定第二关系的步骤。

该方法可包括执行单端线路测试以用于确定上游功率传递函数和下游功率传递函数中的每个的步骤。

该方法可包括基于通信线路的已知属性来确定上游功率传递函数和下游功率传递函数中的每个的步骤。

方法可包括按照用于通过与该通信线路相邻的至少一个通信线路的下游信号传送的至少一个频率值的函数来选择上游频率的步骤。例如，这可指能够选择上游频率为未用于下游信号传送的频率值。

该方法可包括基于为不同上游频率值的集合所测量的通信线路中的上游噪声来估计多个远端串扰值的步骤。

该方法可包括按照所述多个测量的上游噪声值的函数来确定平均远端串扰值的步骤。

该方法可包括按照估计的远端串扰和预定的背景噪声级别的函数来确定远端噪声级别的步骤。

对于所述方法，如对于所述设备一样，离收发器最远的通信线路端不必连接到与用于估计远端串扰的所述设备进行通信的任何客户场所设备。

该方法可包括通过执行通信线路中的静线噪声测量来测量上游噪声的步骤。

此外，根据本发明的另一方面，提供了一种由CPE执行的方法，该方法对应于可由DSLAM执行的方法。通过将“上游”更改为“下游”且反之亦然，CPE执行的方法可包括由DSLAM执行的方法的任何功能性。

根据本发明仍有的另一方面，提供了一种存储处理指令的计算机可读媒体，所述处理指令在由处理单元执行时，执行任何上述方法，包括其任何变化。

从下面的详细描述，从随附权利要求以及从附图，将显现本发明仍有的其它目的、特征、方面和优点。

附图说明

现在将通过示例的方式，参照随附示意图描述本发明的实施例，其中

图1是用于连接到多个客户场所设备时估计远端串扰的设备的一实施例的视图。

图2示出图1的设备的通信线路之间的直接信道和FEXT耦合，其中，g表示上游耦合并且h表示下游耦合。

图3是示出下游功率传递函数|H₁(f)|²与上游功率传递函数|G₁(f)|²之间的小差别的图，其指示近乎完美串扰对称，

图4是示出从上游FEXT耦合的估计来计算的束(binder)填充率的图形，

图5是示出带有5个活动串扰源的估计和测量的噪声的图形，

图6是示出带有9个活动串扰源的估计和测量的噪声的图形，

图7是流程图，示出由图1的设备执行的用于估计远端串扰的方法的一实施例，

图8示出实现本发明并布置用于管理多个接入节点的系统的一实施例，以及

图9是流程图，示出由图8的系统执行的用于估计远端串扰的方法的一实施例。

具体实施方式

参照图1，它示出了用于估计远端串扰的设备10。设备10例如是包括数量n个收发器(Tx/Rx)10-1、10-2、10-n，或与这些收发器协作的DSLAM。每个收发器10-1、10-2、10-n与中央处理单元(CPU)14连接，并且能够在下游频率fd经相应通信线路C₁、C₂、C_n传送信号。每个收发器10-1、10-2、10-n也能够在上游频率f_u经相应通信线路C₁、C₂、C_n接收信号。

设备10还包括存储器单元(RAM)18，即计算机可读媒体，存储器单元连接到处理器单元14并用于存储处理指令，处理指令在由处理单元14执行时，执行下述方法。存储器单元18也包括可用于经通信线路C₁、C₂、C_n的上游传送的上游频率的数据及有关可用于经通信线路C₁、C₂、C_n的下游传送的下游频率的数据。

另外，存储器单元18还保留有关用于下游功率谱密度

和上游功率谱密度

的值的信息，信息可用于经通信线路C₁、C₂、C_n的传送。

设备10还具有用于确定下游功率传递函数|h_i，i(f_d)|²和上游功率传递函数|g_i，i(f_u)|²的功率传递函数模块16。

数量n个CPE 11-1、11-2、11-n经通信线路C₁、C₂、C_n连接到设备10中的相应收发器10-1、10-2、10-n。更具体地说，每个CPE 11-1、11-2、11-n具有用于与设备10建立连接的相应收发器111-1、111-2、111-n，使得在设备10与CPE 11-1、11-2、11-n之间实现上游和下游数据传送(信号交换)。

第一CPE 11-1示为带有虚线，这是因为在执行下述方法时它是不需要的，即，在下面的示例中，设备10估计不必连接到CPE的第一通信线路C₁端C₁-2的远端串扰

实际上，在使用所述方法的大多数情况，无CPE连接到要对其确定远端串扰的通信线路。然而，在执行方法时，常规电话经常连接到相关端。

该端C₁-2是如从设备10所看到的通信线路C₁的远端，而另一端C₁-1是通信线路C₁的近端。此处，如从设备10所看到的，远端串扰

能够视为在远端C₁-2存在，而近端串扰能够视为在近端C₁-1存在。

一般情况下，CPE 11-1、11-2、11-n是DSL调制解调器，与DSLAM形式的设备10一起根据已知DSL标准实现。这例如包括所有类型的ADSL和VDSL标准，如ITU-T G.992.1、G.992.3、G.992.5、G.993.1、G.993.2标准及类似的将来标准。

设备10的每个收发器10-1、10-2、10-n得以实现，使得它们能够例如根据描述可如何测量和报告QLN的也称为G.linetest的标准ITU-T G.996.2，测量通过每个通信线路C₁、C₂、C_n的所谓静线噪声(QLN)。

处理器单元14能够包括一个或多个数据处理器，每个处理器执行设备10的一个或多个操作，并且设备中和CPE中的任何收发器10-1、10-2、10-n、111-1、111-2、111-n能够包括相应传送器和接收器。一般情况下，每个通信线路C₁、C₂、C_n包括类似的结构，例如，铜线的未屏蔽的双绞线。

进一步参照图2，它示出在设备10的通信线路C₁、C₂、C_n之间的直接信道(通信线路)和FEXT耦合，其中，g表示上游耦合，并且h表示下游耦合。

设备10能够执行所谓单端线路测试(SELT)，该测试一般包括两种类型的测量，其中，第一类型是能够用于例如估计通信线路长度和线缆传递函数的回波测量。此类参数的估计可通过使用DSL技术领域内已知的方法来执行。设备10还能够执行静线噪声(QLN)测量，该测量在连接到线路的任何传送器(或收发器的传送器部分)静默时测量在近端C₁-1的接收信号(噪声)。如下所述，设备10能够通过执行近端QLN测量，估计用于例如线路C₁，在此示例中也称为线路C_i的FEXT。在下述文本中，术语“环路”、“对”和“线路”可交换使用，并且对应于图1的通信线路。

静线噪声(QLN)是在特定线路C_i(由线路C₁来例示)的两端的传送器均静默时如设备10中的收发器(或收发器的接收器部分)测量的总接收噪声。QLN通常以dBm/Hz单位表示，即，相对于每Hz 1mW的dB，并且在下游(DS)和上游(US)中每频率的QLN分别表示为QLN_DS(f_d)和QLN_US(f_u)，其中，如所提及的，f_d表示用于下游通信的传送频率，而f_u表示用于上游通信的传送频率。一般情况下，QLN由FEXT、NEXT和背景噪声组成。背景噪声包括在接收器和其它噪声源(来自电气和电子设备)的热噪声。

用于线路i(线路C_i/C₁)的总接收噪声PSD为

R_{DS_Noise，i}(f_d)[W/Hz]＝R_{DS_FEXT，i}(f_d)+R_{DS_NEXT，i}(f_d)+N_DS，i(f_d)

R_{US_Noise，i}(f_u)[W/Hz]＝R_{US_FEXT，i}(f_u)+R_{US_NEXT，i}(f_u)+N_US，i(f_u)(1)

其中，右侧的三个项分别对应于接收的FEXT、NEXT和背景噪声功率。在此示例中，为通信线路C₁估计FEXT，这意味着线路i能够读为线路1，即＝1。因此，用于线路i的每频率f的QLN(以dBm/Hz为单位)能够写为：

${\mathrm{QLN}}_{\mathrm{DS},i}\left(f_d\right)[\mathrm{dBm}/\mathrm{Hz}]=10\·{\log }_{10}\left(\frac{R_{\mathrm{DS}\_\mathrm{Noise},i}\left(f_d\right)}{{10}^{-3}}\right)---\left(2\right)$

${\mathrm{QLN}}_{\mathrm{US},i}\left(f_u\right)[\mathrm{dBm}/\mathrm{Hz}]=10\·{\log }_{10}\left(\frac{R_{\mathrm{US}\_\mathrm{Noise},i}\left(f_u\right)}{{10}^{-3}}\right)$

线路i中从线路j(其中，使用所述示例，j＝{2，..，n})中传送的信号接收的串扰信号能够表示为传送的信号PSD乘以串扰功率传递函数：

R_i，j(f)＝S_j(f)·|h_i，j(f)|²    (3)

其中，R_i，j(f)是接收的PSD，S_j(f)是在线路j中的传送PSD，以及h_i，j(f)是在线路j与i之间的串扰功率传递函数。因此，通过将来自所有其它线条的各个FEXT贡献相加，能够计算线路i中的总下游和上游FEXT PSD：

$R_{\mathrm{DS}\_\mathrm{FEXT},i}\left(f_d\right)=\underset{j\≠i}{\mathrm{\Σ}}{R}_{\mathrm{DS}\_\mathrm{FEXT},i,j}\left(f_d\right)=\underset{j\≠i}{\mathrm{\Σ}}{S}_{\mathrm{DS},j}\left(f_d\right)\·{\left|h_{i,j}\left(f_d\right)\right|}^2---\left(4\right)$

$R_{\mathrm{US}\_\mathrm{FEXT},i}\left(f_u\right)=\underset{j\≠i}{\mathrm{\Σ}}{R}_{\mathrm{US}\_\mathrm{FEXT},i,j}\left(f_u\right)=\underset{j\≠i}{\mathrm{\Σ}}{S}_{\mathrm{US},j}\left(f_u\right)\·{\left|g_{i,j}\left(f_u\right)\right|}^2$

其中，S_DS，j(f_d)和S_US，j(f_u)分别表示线路j上的下游和上游传送PSD，而h_i，j(f_d)、g_i，j(f_u)是如图2定义的下游和上游FEXT耦合。接收的NEXTPSD可以类似的方式被写出，但此处未示出。

如从表达式(1)看到的，QLN通常由FEXT、NEXT和背景噪声组成。NEXT通常比FEXT强得多，这是因为它在线路中传播更短得多的距离并因此衰减更少，这使得在NEXT存在时难以估计FEXT。然而，由于大多数DSL类型使用不相交的传送和接收频带(也称为频分双工，FDD)，因此，一般情况下，接收频带噪声将由FEXT主导，而传送频带噪声将由NEXT主导。因此，假设如在DSLAM的接收频带中测量的QLN(f)包含可忽略量的NEXT。一般情况下，在此类频带中测量QLN因此将产生FEXT和背景噪声之和。

此外，FEXT通常经背景噪声强得多，意味着接收频带中的QLN测量将给出如在表达式(4)中给出的总FEXT级别的良好估计。此情况的例外可例如由于极短的线路和背景噪声可占主导的极长线路而发生。

如前面所示，所述设备使用近端噪声测量来估计远端噪声级别。典型的使用将是在设备10中测量上游噪声并使用所述噪声估计在CPE侧(在远端C₁-2)的下游噪声的DSLAM。对于能够忽略NEXT的频带，通过将来自表达式(1)的总接收噪声功率除以平均传送PSD并利用表达式(4)，能够估计从所有其它线路到线路i，由传送PSD加权的聚合(总)FEXT耦合，使得：

$\frac{R_{\mathrm{DS}\_\mathrm{Noise},i}\left(f_d\right)}{{\stackrel{\‾}{S}}_{\mathrm{DS}}\left(f_d\right)}=\frac{\underset{j\≠i}{\mathrm{\Σ}}{S}_{\mathrm{DS},j}\left(f_d\right)\·{\left|h_{i,j}\left(f_d\right)\right|}^2+R_{\mathrm{DS}\_\mathrm{NEXT},i}\left(f_d\right)+N_{\mathrm{DS},i}\left(f_d\right)}{\frac{1}{n}\underset{j\≠i}{\mathrm{\Σ}}{S}_{\mathrm{DS},j}\left(f_d\right)}---5$

$\frac{R_{\mathrm{US}\_\mathrm{Noise},i}\left(f_u\right)}{{\stackrel{\‾}{S}}_{\mathrm{US}}\left(f_u\right)}=\frac{\underset{j\≠i}{\mathrm{\Σ}}{S}_{\mathrm{US},j}\left(f_u\right)\·{\left|g_{i,j}\left(f_u\right)\right|}^2+R_{\mathrm{US}\_\mathrm{NEXT},i}\left(f_u\right)+N_{\mathrm{US},i}\left(f_u\right)}{\frac{1}{n}\underset{j\≠i}{\mathrm{\Σ}}{S}_{\mathrm{US},j}\left(f_u\right)}$

以上表达式能够改写为：

$\frac{R_{\mathrm{DS}\_\mathrm{Noise},i}\left(f_d\right)}{{\stackrel{\‾}{S}}_{\mathrm{DS}}\left(f_d\right)}=\frac{\underset{j\≠i}{\mathrm{\Σ}}{S}_{\mathrm{DS},j}\left(f_d\right)\·{\left|h_{i,j}\left(f_d\right)\right|}^2}{\frac{1}{n}\underset{j\≠i}{\mathrm{\Σ}}{S}_{\mathrm{DS},j}\left(f_d\right)}+{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{DS}}\left(f_d\right)={\left|H_i\left(f_d\right)\right|}^2+{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{DS}}\left(f_d\right)---\left(6\right)$

$\frac{R_{\mathrm{US}\_\mathrm{Noise},i}\left(f_u\right)}{{\stackrel{\‾}{S}}_{\mathrm{US}}\left(f_u\right)}=\frac{\underset{j\≠i}{\mathrm{\Σ}}{S}_{\mathrm{US},j}\left(f_u\right)\·{\left|g_{i,j}\left(f_u\right)\right|}^2}{\frac{1}{n}\underset{j\≠i}{\mathrm{\Σ}}{S}_{\mathrm{US},j}\left(f_u\right)}+{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{US}}\left(f_u\right)={\left|G_i\left(f_u\right)\right|}^2+{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{US}}\left(f_u\right)$

其中，和是平均上游和上游传送PSD，|H₁(f)|²和|G₁(f)|²是在下游和上游中的聚合FEXT功率传递函数，ε_DS(f)和ε_US(f)是在下游和上游中由非FEXT噪声造成的估计误差，以及n是活动串扰源(传送信号通过的相邻通信线路)的数量。如果FEXT是测量的频带中的主导噪声，则估计误差将很小。应注意，无需知道各个传送PSD；只知道其平均值便足够。第一近似值能够是使用最大允许PSD，这是因为接近DSL线路的最大允许限制操作DSL线路是常见的。

作为一种特殊的情况，如果背景噪声可忽略，并且所有线路使用相同传送PSD(例如，最大允许PSD)，则表达式(6)中聚合FEXT耦合将减为

${\left|H_i\left(f_d\right)\right|}^2=\underset{j\≠i}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_{i,j}\left(f_d\right)\right|}^2---\left(7\right)$

${\left|G_i\left(f_u\right)\right|}^2=\underset{j\≠i}{\mathrm{\Σ}}{\left|g_{i,j}\left(f_u\right)\right|}^2$

所述设备可基于下游与上游之间近似串扰对称的假设。这不同于分别从NEXT、NEXT互易性和FEXT模型外推估计下游FEXT的某一现有技术。用于所述对称的充分但非必需的条件是图2中的

即使对于各个对到对耦合可存在与串扰对称的偏离，聚合串扰耦合仍可以充分准确度满足对称假设，即，|H_i(f)|²≈|G_i(f)|²。

因此，即使设备10使用有关可类似于某一现有技术的串扰耦合的过程和计算，设备的概念也基本上不同，因为CPE无需在所述设备10的远端C₁-2。

串扰功率传递函数通常在线缆束中的不同通信线路之间变化，因为线缆不完全同质和对称的。因此，对于多对线缆束，通常不可避免的是一些线路位置将比其它线路更相互靠近，因此导致相对更高的串扰。因此，可难以定义准确地描述每个单串扰功率传递函数的行为的模型。最常用的串扰模型因此描述1％最坏情况情形，这意味着99％的所有线路应经历比模型预测的更少串扰。此类串扰模型的一个示例由国际电信联盟(ITU-T)的标准化部门定义，目的是提供用于DSL收发器的测试过程的标准化集合。用于FEXT串扰功率传递函数的提议模型在ITU-T建议G.996.1，“Test procedures for digital subscriber line(DSL)transceivers”中描述。使用该模型和适用于在用于下游和上游FEXT的所述描述中惯例的符号表示，这产生了：

|H_i(f_d)|²＝|h_i，i(f_d)|²·k·l·p·f_d ²

|G_i(f_u)|²＝|g_i，i(f_u)|²·k·l·p·f_u ²  (8)

其中，|h_i，i(f_d)|²和|g_i，i(f_u)|²是用于线路i的下游和上游直接信道传递函数，k是耦合常数，l是耦合路径长度(m)，p是米到英尺转换常数(1/0.3048≈3.28ft/m)，以及f_d、f_u分别是下游和上游频率(Hz)。应注意的是，线路i经历的耦合路径能够比线路的长度更短而不是更长。如果干扰线路从中心局到客户场所大部分路程沿受害线路C_i延伸，则线路C_i的线路长度L_i能够用作耦合路径长度l的近似值。此近似在本描述的剩余部分中使用。

对于在50对束(即，带有50条线路的线缆)中1％最坏FEXT情况(百分之九十九)，上面表达式的耦合常数k已通过经验研究(参阅ITU-T建议G.996.1)确定为k＝8·10^-20(n/49)^0.6，其中，n是干扰源的数量。为了将该模型用于其它束大小，可方便地将n/49替代为定义为

的所谓束填充率q，其中，N是束中通信线路的数量。在此情况下，q能够是在0与1之间表示束中活动串扰干扰源的部分的任何(有理)数。然而，应注意，由于原始模型是从50对束上的测量发展而来，因此，它不一定对其它束大小有效。还有，模型将对普通束大小表现相当好，其中可利用所述设备10。下述有关如何估计远端FEXT的逐步示例示出测量结果，其中对于10对束，验证了模型有良好结果。

在典型的DSL环境中，噪声将由串扰主导，并且如更早所提及的，由于大多数DSL类型利用FDD，因此，在线路的近端C₁-1测量的噪声将通常由来自相邻线路的远端的FEXT主导。假设所有干扰源使用相同DSL类型(带有兼容频带方案)，则可能通过将上面的表达式(6)改写如下来估计FEXT功率传递函数：

${\left|H_i\left(f_d\right)\right|}^2=\frac{R_{\mathrm{DS}\_\mathrm{Noise},i}\left(f_d\right)}{{\stackrel{\‾}{S}}_{\mathrm{DS}}\left(f_d\right)}-{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{DS}}\left(f_d\right)---\left(9\right)$

${\left|G_i\left(f_u\right)\right|}^2=\frac{R_{\mathrm{US}\_\mathrm{Noise},i}\left(f_u\right)}{{\stackrel{\‾}{S}}_{\mathrm{US}}\left(f_u\right)}-{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{US}}\left(f_u\right)$

SELT回波测量能够提供线路的线路长度和上游传递函数g_i，i(f_u)两者的估计，并且因此在表达式(8)中的唯一未知数是耦合常数k。在本上下文中，要注意的是，SELT可测量上游和下游传递函数的平均值，但是在互易直接信道的假设之下(g_i，i(f)＝h_i，i(f))。

改写表达式提供了用于来自上游FEXT耦合的估计FEXT耦合常数的表达式：

${\hat{k}}_i=\frac{{\left|G_i\left(f_u\right)\right|}^2}{{\left|g_{i,i}\left(f_u\right)\right|}^2\·L_i\·p\·{f_u}^2}---\left(10\right)$

其中，线路长度L_i已用作耦合路径长度l的近似值。与表达式(9)一起，用于线路i的估计耦合常数随后按照测量的上游噪声PSD和其它假设已知的参数的函数来获得：

${\hat{k}}_i=\frac{\frac{R_{\mathrm{US}\_\mathrm{Noise},i}\left(f_u\right)}{{\stackrel{\‾}{S}}_{\mathrm{US}}\left(f_u\right)}-{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{US}}\left(f_u\right)}{{\left|g_{i,i}\left(f_u\right)\right|}^2\·L_i\·p\·{f_u}^2}---\left(11\right)$

现在，如果误差项ε_US(f_u)可忽略，或者先验已知，则通过例如设置ε_US(f_u)为零，耦合系数可从表达式(11)计算得出。如果只在单个频率上测量噪声，则

的计算是直接的。如果在多个频率上测量噪声，则例如通过以线性或对数(dB)标度平均表达式(11)的右侧，能够计算

在线性功率标度平均表达式(11)并假设误差项为零因此产生了

${\hat{k}}_i=\frac{1}{\left|\right|\mathrm{\Θ}\left|\right|}\underset{f_u\∈\mathrm{\Θ}}{\mathrm{\Σ}}\frac{R_{\mathrm{US}\_\mathrm{Noise},i}\left(f_u\right)}{{\stackrel{\‾}{S}}_{\mathrm{US}}\left(f_u\right)\·{\left|g_{i,i}\left(f_u\right)\right|}^2\·L_i\·p\·{f_u}^2}---\left(12\right)$

此处，f∈Θ是在其中测量噪声的(上游)频率集合，并且‖Θ‖表示集合的大小(测量的频率的数量)。

由于可假设耦合路径对于上游和下游是相等的，因此，如果修改耦合常数以便包括线路长度

则实际上不必知道耦合长度(或线路长度)：

${\hat{K}}_i=\frac{1}{\left|\right|\mathrm{\Θ}\left|\right|}\underset{f_u\∈\mathrm{\Θ}}{\mathrm{\Σ}}\frac{R_{\mathrm{US}\_\mathrm{Noise},i}\left(f_u\right)}{{\stackrel{\‾}{S}}_{\mathrm{US}}\left(f_u\right)\·{\left|g_{i,i}\left(f_u\right)\right|}^2{{\·f}_u}^2}---\left(13\right)$

可产生更高准确度(特别是如果接收的背景噪声或NEXT噪声与接收的FEXT级别相比不可忽略)的又一选择是通过最小化在上游噪声测量与噪声模型之间的均方差来使用共同优化技术，如线性最小二乘优化(如在大多数线性代数教材中找到的)。此最小化在其中噪声测量可用的频率集合f_u∈Φ上执行。此类最小二乘优化问题能够用于查找系数向量x，该向量最小化在测量的上游噪声向量(表示为b)与建模的上游噪声(矩阵A乘以向量x)之间差的矩阵范数，即，

此处，建模的上游噪声能够包括更多分量，例如，上游FEXT模型和用于噪声的剩余部分的模型。包括用于背景噪声的适合模型能够改进FEXT耦合系数的准确度。此类模型的一个示例是N_US，i(f_u)被假设为独立于频率，并且能够替代为未知常数N₀。也可能包括用于NEXT的模型以便在NEXT的非可忽略量存在时改进FEXT估计。

如果矩阵A是带有全秩的方矩阵，则该问题作为线性方程问题而很容易解决。在A具有的行数多于列数时Ax-b的矩阵范数的最小化能够通过使用通常可用的方法解决超定方程组而得以解决，例如，

$\⇒\left[\begin{array}{c}{\hat{k}}_i\\ N_0\end{array}\right]={\left(\begin{array}{cc}{A}^T& A\end{array}\right)}^{-1}{A}^{T}b$

其中，^T是矩阵转置算子，“^-1”指矩阵逆，以及A是带有与集合Θ中上游频率数量一样多的行的二列矩阵。A的第一列由每频率f_u的上游FEXT模型组成，并且第二列是1的向量(1^T)。

在上面的表达式(14)中，上游背景噪声建模为频率上的常数(因此1的列)。然而，可包括诸如f_u的一阶多项式或NEXT的模型等其它模型。

如上所示，列向量b包含集合Θ中每频率的测量的上游噪声。解上述表达式(14)的结果是带有寻求的FEXT耦合系数

和描述上游背景噪声级别的系数N₀的向量。

此外，可能通过从A的第一列中省略L_i·p来修改表达式(14)。这因而将产生包含如在表达式(13)中修改的耦合常数的另一估计的解向量 $\left[\begin{array}{c}{\hat{K}}_i\\ \left(\frac{N_0}{L_i\·p}\right)\end{array}\right].$ 如果线路长度未知，则这能够是有用的，但如果希望估计背景噪声级别，则仍需要线路长度。

在许多情况下，预期表达式(12)或(13)中的平均方法能够以充分准确度估计FEXT耦合系数，并且因此可不必使用表达式(14)的计算更复杂的优化方法。

由于知道

(或

)，现在可能在与测量(上游)相比的反方向(下游)从表达式(8)应用FEXT模型，并且将此与表达式(4)组合以便获得远端FEXT的估计：

${\hat{R}}_{\mathrm{DS}\_\mathrm{FEXT},i}\left(f_d\right)={\stackrel{\‾}{S}}_{\mathrm{DS}}\left(f_d\right)\·{\left|h_{i,i}\left(f_d\right)\right|}^2\·{\hat{K}}_i\·{f_d}^2---\left(15\right)$

其中，修改的耦合常数已使用，并且包括线路长度L_i。由于耦合路径长度预期对于上游和下游两者是类似的，因此，在估计耦合系数时此假设造成的任何误差在大多数情况下将在计算下游FEXT时被取消。

对于FEXT主导的线路，来自表达式(15)的远端FEXT能够直接用作总远端噪声级别。然而，除非背景噪声级别也考虑在内，否则，结果远端噪声级别在某些情况下也可能太低。总远端噪声(不包括任何NEXT)因而将是FEXT和背景噪声之和，其中，背景噪声例如先验已知(或基于假设)：

${\hat{R}}_{\mathrm{DS}\_\mathrm{Noise},i}\left(f_d\right)={\hat{R}}_{\mathrm{DS}\_\mathrm{FEXT},i}\left(f_d\right)+{\hat{H}}_{\mathrm{DS},i}\left(f_d\right)---\left(16\right)$

用于DSL的一个常见假设是CPE的背景噪声是-140dBm/Hz，即使背景噪声实际上可变化。使用表达式(15)有利于估计的远端噪声级别将不转为低于假设的CPE背景噪声级别

通过使用估计的FEXT和背景噪声级别的dB值的最大值，能够达到类似的效应，但更不正确。

最后，可能添加可配置容限到估计的远端噪声级别(在dB标度中)。此容限能够用于补偿测量误差和估计误差，因此降低了噪声估计将太乐观(即，低于实际噪声级别)的概率。

如果耦合系统在所有测量频率上是恒定的(理想的FEXT主导情况)，则上述步骤能够简化，省略模型识别以及组合表达式(9)、(10)和(14)，这产生了：

${\hat{R}}_{\mathrm{DS}\_\mathrm{FEXT},i}\left(f_d\right)=R_{\mathrm{US}\_\mathrm{Noise},i}\left(f_u\right)\frac{{\stackrel{\‾}{S}}_{\mathrm{DS}}\left(f_d\right)}{{\stackrel{\‾}{S}}_{\mathrm{US}}\left(f_u\right)}\·\frac{{\left|h_{i,i}\left(f_d\right)\right|}^2}{{\left|g_{i,i}\left(f_u\right)\right|}^2}\·{\left(\frac{f_d}{f_u}\right)}^2---\left(17\right)$

其中，如所提及的，f_u是上游频带中的频率，并且f_d是下游频带中的频率。实际上，耦合系数在频率上不是完全恒定的，这意味着上面的表达式(17)不能直接应用以处理在不止一个上游频率上测量时的情况。相反，更早所述模型识别的备选方法能够是为所有测量的上游频率的集合f_u∈Θ采用表达式(17)的平均值，以便为关注的每个下游频率估计远端FEXT级别：

${\hat{R}}_{\mathrm{DS}\_\mathrm{FEXT},i}\left(f_d\right)=\frac{1}{\left|\right|\mathrm{\Θ}\left|\right|}\underset{f_u\∈\mathrm{\Θ}}{\mathrm{\Σ}}{R}_{\mathrm{US}\_\mathrm{Noise},i}\left(f_u\right)\frac{{\stackrel{\‾}{S}}_{\mathrm{DS}}\left(f_d\right)}{{\stackrel{\‾}{S}}_{\mathrm{US}}\left(f_u\right)}\·\frac{{\left|h_{i,i}\left(f_d\right)\right|}^2}{{\left|g_{i,i}\left(f_u\right)\right|}^2}\·{\left(\frac{f_d}{f_u}\right)}^2---\left(18\right)$

其中，‖Θ‖表示测量的上游频率的数量(集合的大小Θ)。上面的表达式(18)是直接的，但具有将更多权重置于在FEXT级别低且可能更不可靠的低频率测量的噪声上的趋势，这可导致与更早所述和表达式(14)、(15)提供的模型识别方法相比稍微降低的准确度。简要地说，表达式(18)全长多个测量的上游噪声值确定平均远端串扰值。

因此，如果需要更高准确度，则可优选表达式(14)、(15)中的模型识别方案。

有关使用设备10的一个实施例从近端噪声测量计算远端噪声的逐步示例能够简要地包括以下内容：

i)在由线路C₁例示的选定线路上，为不由NEXT主导的至少一个接收带频测量DSL收发器中接收的噪声。

ii)为关注的所有频率估计直接信道功率传递函数(无需相位)，即，在其中测量噪声的频率的上游传递函数和在其中应计算远端噪声的频率的下游传递函数。

iii)使用例如表达式(13)和有关平均上游传送PSD的知识(例如，假设最大允许的PSD)，从噪声计算修改的FEXT耦合系数

iv)使用有关平均下游传送PSD的知识(例如，假设最大允许的PSD)和有关在远端接收器的背景噪声级别的任何先验信息，从表达式(15)和(16)来计算远端噪声的估计QLN_DS，i(f)。

v)由于这将产生乐观的容量估计，因此，在期望时，添加诸如2dB等适合的容限到估计的噪声以便增大估计的噪声不低于实际噪声的概率。

有关如何使用表达式(17)、使用频率f_u上的近端FEXT测量来估计频率f_d上的远端FEXT的另一逐步示例能够包括下述内容：

i)在选定线路上，为不由NEXT主导的至少一个接收带频f_u测量DSL收发器中接收的噪声。

ii)例如使用SELT或有关使用的线缆的一些先验知识，估计f_d与f_u之间直接信道功率传递函数的比率，

iii)估计在f_d的平均下游传送PSD与在f_u的平均上游传送PSD之间的比率，

iv)使用(17)和前面步骤中的信息来估计远端FEXT。如果测量多个上游频率，则使用表达式(18)而不是表达式(17)。

v)由于这将产生乐观的容量估计，因此，在期望时，添加适合的容限到估计的噪声以便增大估计的噪声不低于实际噪声的概率。

如上所示，所述设备中利用的FEXT模型已根据经验从50对束上的测量来确定。为了验证模型对其它束大小的准确度，并因此证明束填充率q的引入的合理性，在具有0.4毫米规格(gauge)的500米10对线缆上执行一系列测量。使用图2中的符号表示，网络分析器用于测量直接信道和所有FEXT传递函数，即，g_i，i(f_u)和h_i，j(f_d)，i＝1…10，且j＝1…10。随后，使用表达式(7)，为两个传送方向计算到线路1中的聚合串扰耦合， ${\left|H_1\left(f_d\right)\right|}^2=\underset{j=2}{\overset{10}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_{1,j}\left(f_d\right)\right|}^2,$ ${\left|G_1\left(f_u\right)\right|}^2=\underset{j=2}{\overset{10}{\mathrm{\Σ}}}{\left|g_{1,j}\left(f_u\right)\right|}^2.$ 如更早所述，使所述设备工作的一个要求是近似串扰对称，即|H_i(f)|²≈|G_i(f)|²。注意，仅聚合串扰功率传递函数的幅值(magnitude)对设备是相关的。用于|H₁(f)|²和|G₁(f)|²的测量的值在图3中示出，并且如能够看到的，它们之间的差别对于测量的频率范围是小的，并且因此串扰对称的假设在测试的情况中是有效的。

通过使用|H₁(f)|²的测量的值、直接信道|h_1，1(f)|²和已知线路长度L₁，可能在表达式(12)中计算估计的耦合常数

并随后也计算估计的束填充率

如果表达式(8)中的模型将是实际FEXT串扰的良好表示，则q的估计的值应与频率是恒定的。如在图4中能够看到的，在估计的束填充率中有一些变化，但除在低频率的干扰外，它是相当恒定的，并且因此模型给出噪声的频率行为的良好近似。图4也如预期示出束填充率的估计的值远低于实际束填充率(＝1.0)，因为在测量的线缆具有较低FEXT时模型表示1％最坏情况串扰。然而，束填充的绝对值对于诸如容量估计等应用不是问题，因为它是实际FEXT级别并且不是关注的最坏情况级别。当然，最坏情况FEXT级别能够用作悲观容量估计，但此类估计将在许多情况下阻止运营商向订户销售完全可行的服务。

为了验证设备10的准确度和可用性，还在带有DSL设备的情形中验证提议的方法。再次使用了10对线缆，但此次它是1500米、规格0.4毫米线缆。执行两个实验，一个带有9个干扰串扰源，一个带有5个干扰串扰源。选择线路1为受害线路(即，将为其估计FEXT的线路)，并且因此在此线路的近端连接DSLAM，同时远端具有开放式端接。所有其它线路用于生成串扰，并且在近端连接有DSLAM，在远端连接有CPE。所有线路正在运行根据ITU-T建议G.992.5，“Asymmetric Digital Subscriber Line(ADSL)transceivers-Extendedbandwidth ADSL2(ADSL2+)”的ADSL标准。

遵循上面的第一逐步示例，先在线路1上调用SELT测试。虽然DSLAM能够测量大约9kHz-276kHz的噪声PSD值，但上游QLN结果有意被限于在50kHz与120kHz之间的频率以便避免由于接收器滤波器边缘和NEXT引起的测量误差。在那些频率，测量的噪声应由从远端到近端的FEXT主导。如前面所提及的，回波测量也在SELT测试期间执行，并且这将提供线路长度L和直接信道传递函数的估计。在表达式(13)中的所有变量因此已知，并且计算修改的耦合常数是直接的。通过串扰对称的假设，

应对下游和上游是相等的，并且因此可能通过使用表达式(15)来估计在下游方向的远端FEXT。此结果与在远端-140dBm/Hz背景噪声的假设一起在表达式(16)中用于获得总远端噪声估计。

为了能够比较估计的远端噪声和实际值，CPE连接到对1的远端。双端线路测试(DELT)随后用于测量在线缆两端的QLN。DELT结果和噪声的估计的值在用于两个不同实验的图5和图6中的相同曲线图中示出，其中，图5示出在5个串扰源在活动状态时的结果，并且图6示出在9个串扰源在活动状态时的结果。如能够看到的，在所有9个串扰源在活动状态时估计十分准确，并且对于5个串扰源的情况，它有点太高。然而，由于单个串扰耦合具有高变化，并且使用的模型是从差异将降低的许多串扰源之和的研究中发展而来(大数法则)，因此，此行为能够预期到。在典型的DSL环境中，只具有少到5个干扰源(串扰源)也是不常见的。

从上面的描述，可得出设备10实现用于估计离通信线路C₁连接到的收发器10-1最远的通信线路C₁(C_i)端C₁-2的远端串扰

的万法。

参照图7，方法的最一般形式包括多个步骤S1-S3，其中，第一步骤S1包括测量在上游频率f_u的上游噪声R_{US_Noise，i}(f_u)，上游噪声R_{US_Noise，i}(f_u)在该通信线路C₁中由于相邻通信线路的串扰而被诱发。

在下一步骤S2中，选择要对其确定远端串扰

的下游频率f_d。一般情况下，下游频率f_d从可用于与CPE进行下游通信的可用频率集合中选择，其中，可用频率由数据通信领域内的标准来指定，或者由将输送下游服务到CPE的运营商(基于管制限制)指定。

在最终步骤S3中，按照上游噪声R_{US_Noise，i}(f_u)、上游频率f_u和下游频率f_d的函数来估计远端串扰更具体地说，上游噪声R_{US_Noise，i}(f_u)能够按照上游频率f_u的函数来确定，而上游频率f_u能够以类似于下游频率f_d的选择的方式，从可用频率值的集合来选择。在其最简单的形式中，通过将上游噪声R_{US_Noise，i}(f_u)乘以下游频率f_d和上游频率f_u的商，确定远端串扰

为了开发方便，软件指令、即用于执行所述方法的实施例的计算机程序代码可以在诸如Java、C和/或C++等高级编程语言中编写，但也可以在其它编程语言中编写，诸如但不限于解释语言。软件指令也能够以汇编语言或甚至宏代码编写以增强性能和存储器使用。还将领会到，设备执行的任何或所有功能步骤的功能性也可使用分立硬件组件、一个或多个专用集成电路或编程数字信号处理器或微控制器来实现。相应地，计算机可读媒体18能够存储处理(软件)指令，处理指令在由例如处理单元14执行时，执行在设备10中实现的方法。

此外，设备的操作也可以所述不同的次序来执行，可组合并且可分成子操作。此外，另外的操作可由处理器单元执行，并且一些操作能够仅在需要某个准确度时被执行。

另外，参照图8，本发明可实现为能够管理诸如集合31和32等DSLAM单元和CPE的集合的系统30。集合能够是类似的，并且能够每个包括多个常规CEP 11-1′、11-2′、11-3′连接到的标准DSLAM单元10′。

系统30能够实现为一般情况下具有工作站或类似计算机的形式的O&M(操作与管理)装置。系统30具有处理单元311和存储处理指令的存储器单元312，处理指令在由处理器单元311执行时，执行估计DSLAM单元和有关CPE之一的远端串扰的方法。

在此情况下，如能够在示意示出方法的图9中能够看到的，系统30执行的方法对应于上述方法，不同之处在于测量的噪声在相关DSLAM已执行测量后由系统30接收。

实际上，本发明可例如在已经存在的DSLAM单元和O&M系统中实现而不要求引入任何新硬件组件，只要DSLAM/O&M系统的相关处理单元配置成执行所述方法。另外，本发明也可在CPE中实现，这将对应于如上所述的实现，但不同之处是将“下游”更改为“上游”且反之亦然，使得设备是CPE，这因而将允许最终用户估计如DSLAM所经历的FEXT。

虽然本发明的各种实施例已描述和示出，但本发明并不限于此，而是也可在上述设备、系统和方法所定义的主题范围内以其它方式来实施。

Claims (22)

1.一种用于对于离通信线路(C₁)连接到的收发器(10-1)最远的所述通信线路(C₁)的一端(C₁-2)估计远端串扰

的设备，所述设备配置成：

测量在上游频率(fu)的上游噪声R_{US_Noise，i}(f_u)，所述上游噪声R_{US_Noise，i}(f_u)在所述通信线路(C₁)中由于所述串扰而被诱发，

选择要对其确定所述远端串扰

的下游频率(f_d)，以及

按照所述上游噪声R_{US_Noise，i}(f_u)、所述上游频率(f_u)和所述下游频率(f_d)的函数来估计所述远端串扰

2.如权利要求1所述的设备，配置成：

基于上游功率谱密度

和下游功率谱密度

按照所述上游频率(f_u)和所述下游频率(f_d)的函数来确定第一关系(R₁)，以及

按照所述第一关系(R1)的函数来估计所述远端串扰

3.如权利要求2所述的设备，配置成基于所述下游功率谱密度和所述上游功率谱密度

的商来确定所述第一关系(R₁)。

4.如权利要求2或3所述的设备，配置成按照用于通过与所述通信线路(C₁)相邻的通信线路(C₂-C_n)的上游信号传送的上游功率谱密度值的集合的函数来确定所述上游功率谱密度

5.如权利要求2-4的任一项所述的设备，配置成按照用于通过与所述通信线路(C₁)相邻的通信线路(C₂-C_n)的下游信号传送的下游功率谱密度值的集合的函数来确定所述下游功率谱密度

6.如权利要求2-5的任一项所述的设备，配置成按照相应预定的谱密度值的函数来确定所述上游功率谱密度

和所述下游功率谱密度

中的每个。

7.如权利要求1-6的任一项所述的设备，配置成：

基于所述通信线路(C₁)的上游功率传递函数|g_i，i(f_u)|²和下游功率传递函数|h_i，i(f_d)|²，按照所述上游频率(f_u)和所述下游频率(f_d)的函数来确定第二关系(R₂)，以及

按照所述第二关系(R2)的函数来估计所述远端串扰

8.如权利要求7所述的设备，配置成基于所述下游功率传递函数|h_i，i(f_d)|²和所述上游功率传递函数|g_i，i(f_u)|²的商来确定所述第二关系(R₂)。

9.如权利要求7或8所述的设备，配置成执行单端线路测试以用于确定所述上游功率传递函数|g_i，i(f_u)|²和所述下游功率传递函数|h_i，i(f_d)|²中的每个。

10.如权利要求7-9的任一项所述的设备，配置成基于所述通信线路(C₁)的已知属性来确定所述上游功率传递函数|g_i，i(f_u)|²和所述下游功率传递函数|h_i，i(f_d)|²中的每个。

11.如权利要求1-10所述的设备，配置成按照用于通过与所述通信线路(C₁)相邻的至少一个通信线路(C₂)的下游信号传送的至少一个频率值的函数来选择所述上游频率(f_u)。

12.如权利要求1-12的任一项所述的设备，配置成基于为不同上游频率值的集合所测量的所述通信线路(C₁)中的上游噪声来估计多个远端串扰值。

13.如权利要求12所述的设备，配置成按照所述多个测量的上游噪声值的函数来确定平均远端串扰值。

14.如权利要求1-13的任一项所述的设备，配置成按照所估计的远端串扰

和预定的背景噪声级别

的函数来确定远端噪声级别。

15.如权利要求1-14的任一项所述的设备，其中离所述收发器(10-1)最远的所述通信线路(C₁)的所述端(C₁-2)未连接到与用于估计所述远端串扰

的所述设备进行通信的任何客户场所设备(CPE)。

16.如权利要求1-15的任一项所述的设备，配置成通过执行所述通信线路(C₁)中的静线噪声测量来测量上游噪声R_{US_Noise，i}(f_u)。

17.一种用于对于离通信线路(C₁)连接到的收发器(111-1)最远的所述通信线路(C₁)的一端(C₁-1)估计远端串扰

的设备，所述设备配置成：

测量在下游频率(f_d)的下游噪声R_{DS_Noise，i}(f_d)，所述下游噪声R_{DS_Noise，i}(f_d)在所述通信线路(C₁)中由于所述串扰而被诱发，

选择要对其确定所述远端串扰的上游频率(f_u)，以及

按照所述下游噪声R_{DS_Noise，i}(f_d)、所述下游频率(f_d)和所述上游频率(f_u)的函数来估计所述远端串扰

18.一种用于对于离通信线路(C₁)连接到的收发器(10-1)最远的所述通信线路(C₁)的一端(C₁-2)估计远端串扰

的系统，所述系统配置成：

接收在上游频率(f_u)测量的上游噪声R_{US_Noise，i}(f_u)，所述上游噪声R_{US_Noise，i}(f_u)在所述通信线路(C₁)中由于所述串扰而被诱发，

选择要对其确定所述远端串扰

的下游频率(fd)，以及

按照所述上游噪声R_{US_Noise，i}(f_u)、所述上游频率(f_u)和所述下游频率(f_d)的函数来估计所述远端串

19.一种对于离通信线路(C₁)连接到的收发器(10-1)最远的所述通信线路(C₁-2)的一端(C₁-2)估计远端串扰的方法，所述方法包括以下步骤：

测量(S1)在上游频率(f_u)的上游噪声R_{US_Noise，i}(f_u)，所述上游噪声R_{US_Noise，i}(f_u)在所述通信线路(C₁)中由于所述串扰而被诱发，

选择(S2)要对其确定所述远端串扰

的下游频率(f_d)，以及

按照所述上游噪声R_{US_Noise，i}(f_u)、所述上游频率(f_u)和所述下游频率(f_d)的函数来估计(S3)所述远端串扰

20.一种对于离通信线路(C₁)连接到的收发器(111-1)最远的所述通信线路(C₁)的一端(C₁-1)估计远端串扰的方法，所述方法包括以下步骤：

测量(S1)在下游频率(f_d)的下游噪声R_{DS_Noise，i}(f_d)，所述下游噪声R_{DS_Noise，i}(f_d)在所述通信线路(C₁)中由于所述串扰而被诱发，

选择(S2)要对其确定所述远端串扰

的上游频率(f_u)，以及

按照所述下游噪声R_{DS_Noise，i}(f_d)、所述下游频率(f_d)和所述上游频率(f_u)的函数来估计(S3)所述远端串扰

21.一种对于离通信线路(C₁)连接到的收发器(10-1)最远的所述通信线路(C₁)的一端(C₁-2)估计远端串扰

的方法，所述方法包括以下步骤：

接收(S1′)在上游频率(f_u)所测量的上游噪声R_{US_Noise，i}(f_u)，所述上游噪声R_{US_Noise，i}(f_u)在所述通信线路(C₁)中由于所述串扰而被诱发，

选择(S2)要对其确定所述远端串扰

的下游频率(f_d)，以及

按照所述上游噪声R_{US_Noise，i}(f_u)、所述上游频率(f_u)和所述下游频率(f_d)的函数来估计(S3)所述远端串扰

22.一种存储处理指令的计算机可读媒体，所述处理指令在由处理单元(14)执行时，执行如权利要求19或21所述的方法。

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