CN102664628A - 接收射频信号的方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种接收射频信号的方法，包含以下步骤：执行信道扫描以检查每一信道的功率及载波频率偏移；在调谐器中调谐本地振荡器的频率，以最小化中频载波偏移；以及检查相邻信道干扰的功率电平并借此决定模数转换器的采样率。以上所述的接收射频信号的方法可通过调整采样频率来阻止强相邻信道干扰与所需信号频谱重叠，且在没有相邻信道干扰引入时减少功率消耗。

Description

接收射频信号的方法
本申请是申请日为2009年10月22日，申请号为200910180785.4，发明名称为“通信系统、数化器及接收射频信号的方法”的申请的分案申请。
技术领域
本发明是有关于数化器(digitizer)，尤其是关于具有可变采样时钟(samplingclock)的数化器、通信系统以及接收射频信号的方法。
背景技术
图1是传统数字电视接收器的示意图。数字接收器(digital receiver)100包含调谐器110、解调器(demodulator)120及信号处理器130。解调器120包含模数转换器(analog to digital converter，ADC)125。调谐器110接收射频(radiofrequency，RF)信号并且将其下变频(downconvert)为中频(intermediatefrequency，IF)信号。位于解调器120中的ADC 125采样IF信号并且产生数字信号。所述数字信号更进一步在解调器120中解调，并随后被传送至信号处理器130以用于后续信号处理。
图2是图1中ADC 125采样前及采样后信道的频率分布的示意图。频率轴上方的示意图为ADC 125采样前IF信号的信道频率分布，而频率轴下方的示意图为ADC 125采样后的信道频率分布。阴影区域表示信道N的所需(信道内)信号(desired signal)的位置。不需要的相邻信道(adjacent channel)的位置被标记为N+1、N+2...及N-1、N-2...，举例来说，为遵守美国电视标准，IF信号中所需信道N典型地以44MHz为中心频率，带宽为6MHz。依据奈奎斯特准则(Nyquist criterion)，只有当采样频率(sampling frequency)大于奈奎斯特频率，也就是两倍于其最高频率组分时，或者在上述情况下，大于94MHz时，IF信号才能被数字化采样而不产生混叠效应(alias effect)。然而，以大于奈奎斯特频率的频率来采样IF信号是不现实的。已知实施方式均需要比奈奎斯特频率小的采样频率。这种采样会导致混叠效应，其致使二次采样后不需要的信号在理想信号频谱中重叠。混叠效应会导致接收环境恶化，因为重叠的不需要的信号干扰所需信号并且使其恶化。举例来说，ADC 125以25MHz采样后，各种信道折叠为一个采样窗口，窗口范围自-12.5MHz至12.5MHz。如图2所示，采样后相邻信道N+2及N-2与所需的信道N拥有同样的频率。若相邻信道N+2及N-2的功率(power)高，所需的信道N会因此被影响且解调器120可能不能正常工作。
发明内容
有鉴于此，本发明特提供以下技术方案：
本发明实施例提供一种接收射频信号的方法，包含：执行信道扫描以检查每一信道的功率及载波频率偏移；在调谐器中调谐本地振荡器的频率，以最小化中频载波偏移；以及检查相邻信道干扰的功率电平并借此决定模数转换器的采样率。
本发明实施例另提供一种接收射频信号的方法，包含：检查相邻信道干扰的功率电平并借此决定模数转换器的采样率；以及改变模数转换器的采样率并执行信道重新获取。
本发明实施例另提供一种接收射频信号的方法，包含：利用模数转换器的第一采样率检查相邻信道干扰的第一功率电平；利用该模数转换器的第二采样率检查相邻信道干扰的第二功率电平；比较该第一功率电平与该第二功率电平，并决定该第一采样率与该第二采样率中哪一者是对应于较小相邻信道干扰的较佳采样率；以及将该较佳采样率应用于该模数转换器以接收该射频信号。
以上所述的接收射频信号的方法可通过调整采样时钟来阻止强相邻信道干扰与所需信号频谱重叠，且在没有相邻信道干扰引入时减少功率消耗。
附图说明
图1是传统数字电视接收器的示意图。
图2是图1中的ADC 125采样前及采样后信道频率分布的示意图。
图3是依本发明实施例的通信系统的方块图。
图4A是图3中通信系统的详细方块图。
图4B是图3中通信系统的另一详细方块图。
图5A～5D是图4A及图4B的ADC采样前及采样后的信道频率分布的示意图。
图6是依本发明实施例的接收射频信号的方法的流程图。
具体实施方式
在说明书及后续的申请专利范围当中使用了某些词汇来指称特定的组件。所属领域中的技术人员应可理解，制造商可能会用不同的名词来称呼同样的组件。本说明书及后续的申请专利范围并不以名称的差异来作为区分组件的方式，而是以组件在功能上的差异来作为区分的基准。在通篇说明书及后续的请求项当中所提及的“包含”是一开放式的用语，故应解释成“包含但不限定于”。另外，“耦接”一词在此包含任何直接及间接的电气连接手段。因此，若文中描述一第一装置耦接于一第二装置，则代表第一装置可直接电气连接于第二装置，或透过其它装置或连接手段间接地电气连接至第二装置。
图3是依本发明实施例的通信系统的方块图。通信系统300包含调谐器310、数化器320以及解调器330。调谐器310接收射频信号并将其下变频为IF信号。数化器320采样IF信号并产生数字信号。所述数字信号被传送至解调器330从而被解调。数化器320的采样时钟的频率被动态调整以使得通信系统300的性能最优化。
图4A是依本发明实施例的图3中通信系统的详细方块图。在图4A中，数化器320包含ADC321、采样频率产生器323以及控制器325。ADC 321采样来自调谐器310的IF信号以产生数字信号。采样频率产生器323耦接于ADC 321，并且采样频率产生器323包含频率合成器(frequency synthesizer)327。频率合成器327产生多个采样频率FS1、FS2、...、FSn。控制器325耦接于采样频率产生器323并选取上述多个采样频率之一以作为采样时钟。更特别的，采样时钟的选取是依据信道扫描结果、试错法(trial and error)或二者的结合。
图4B是依本发明另一实施例的图3中通信系统的详细方块图。在图4B中，数化器320’是用于实现图3中的数化器320的另一范例，数化器320’包含ADC321’、采样频率产生器323’以及控制器325’。ADC 321’采样来自调谐器310的IF信号以产生数字信号。采样频率产生器323’耦接于ADC 321’，并且采样频率产生器323’包含频率合成器327’。控制器325’耦接于采样频率产生器323’并将频率控制字(frequency control word)FCW提供至其中的频率合成器327’。频率合成器327’依据来自于控制器325’的频率控制字FCW产生采样时钟FS。更特别的，采样时钟的选取是依据信道扫描结果、试错法或二者的结合。
图5A～图5D分另是依图4A和图4B中ADC以50MHz、53MHz、56MHz、60MHz采样前及采样后信道的频率分布示意图，频率轴上方的示意图为ADC采样前IF信号的信道频率分布，频率轴下方的示意图为ADC采样后的信道频率分布。阴影区域表示所需(信道内)信号信道N的位置。不需要的相邻信道的位置被标记为N+1、N+2...以及N-1、N-2...，为遵守美国电视标准，IF信号中的所需信道N典型地以44MHz为中心频率。如图5A～5D所示，ADC采样后，各种信道折叠为一个采样窗口，窗口范围分别为：-25MHz至+25MHz、-26.5MHz至+26.5MHz、-28MHz至+28MHz以及-30MHz至+30MHz。
如图5A～5C所示，采样后相邻信道N-2、N-3、N-4分别与所需信道N有同样的频率。在图5D中，采样后部分相邻信道N-5与N-6以及N+4与N+5具有与所需信道N相同的频率。典型地，相邻信道距离所需信道N越远，信号功率越弱，并且对于所需信道N的干扰越小。因此，范例频率中的较高采样频率，会导致距离所需信道N较远的相邻信道，与所需信道N之间发生频率重叠(frequency overlap)；也就是强的相邻信道干扰(adjacent channel interference，ACI)被阻止混叠入所需信道N。一般来说，图5A～5D表明改变采样频率将导致不同的频谱混叠(spectral alias)情形，在此多种情形下，不同的不需要的相邻信道会与所需信道重叠。采样频率可被选取并被应用以使小的或者不存在的ACI与所需信道叠加。由于所揭露的通信系统中数化器的控制器可动态调整采样时钟的频率，ACI的不良效应可被显著抵销。此外，附加组件，例如声表面波(surface acoustic wave，SAW)滤波器等，与通信系统的传统接收器联合运作以在采样过程中ACI能够与所需信道重叠之前抑制强ACI，且依据本发明的一个实施例，当强ACI不曾与所需信道重叠时，附加组件并非通信系统中必需的元件，从而导致更低的原料(bill of material，BOM)成本。此外，若不存在ACI，所揭露的通信系统中数化器的控制器可选取低频采样时钟，从而可减少数化器的功率消耗(power consumption)。
第6图是依据本发明实施例的接收射频信号的方法的流程图。所述方法包含执行信道扫描以检查每一信道的功率及载波频率偏移(carrier frequency offset)(步骤610)；在调谐器中调谐本地振荡器(local oscillator，LO)的频率以最小化IF信号载波偏移(步骤620)；检查相邻信道干扰的功率电平并借此决定ADC的采样率(sampling rate)(步骤630)；以及若接收条件很差，则改变ADC的采样率并执行信道重新获取(channel reacquisition)(步骤640)。ADC采样率的选取是依据步骤610的信道扫描结果及/或步骤640的试错法结果来决定。信道扫描(步骤610)后，可以得知每一RF信道的信号功率及加上可能偏移的精确的频率位置(frequency location)。因此，步骤620之后，所需信道N的频率位置及不需要的相邻信道的频率位置被确认。结合步骤610及步骤620的结果，可得知每一相邻信道的功率电平及精确频谱位置(spectral location)。对于步骤630，ADC的采样频率的决定使得采样后最弱相邻信道与所需信道重叠。依图5A～5D中的范例，(图5A～5C说明了使用50MHz、53MHz、56MHz及60MHz采样后的频谱重叠)，若知悉相邻信道N-3为所需信道N的所有相邻信道中具有最弱功率的信道，53MHz采样频率可被用于取代其它采样频率以最小化干扰。在步骤620中，当本地振荡器频率被调谐至另一RF信道时，相邻信道的功率电平可能改变，此时ADC采样频率被重新选取以使干扰最小化且接收状况为最佳。实际上步骤610的信道扫描结果可能不准确或已过期。因此，上文详尽阐述的由步骤630决定的采样频率可能仍然会导致差的接收状况，从而触发步骤640。此时，可选取第二采样频率以采样IF信号。接收状况被检查以用于第二采样频率。差的接收状况可触发持续的频率重选。步骤640中的试错法程序持续直到合适的采样频率被选定。
本发明提供具有可变时钟的数化器及通信系统，以及使用上述数化器及通信系统的方法。采样时钟可被调整以阻止强相邻信道干扰与所需(信道内)的信号频谱混叠。此外，当没有ACI被引入时，采样时钟可被调整从而减少功率消耗。上述采样频率的动态选取(dynamic selection)原理可被应用于图4A及图4B中实施例的控制器325或者控制器325’中。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，本领域相关的技术人员依据本发明的精神所做的等效变化与修饰，都应当涵盖在后附的申请专利范围内。

Claims (6)

1.一种接收射频信号的方法，所述信号接收方法包含：
执行信道扫描以检查每一信道的功率及载波频率偏移；
在调谐器中调谐本地振荡器的频率，以最小化中频载波偏移；以及
检查相邻信道干扰的功率电平并借此决定模数转换器的采样率。
2.如权利要求1所述的接收射频信号的方法，更包含：
改变该模数转换器的该采样率并执行信道重新获取。
3.一种接收射频信号的方法，包含：
检查相邻信道干扰的功率电平并借此决定模数转换器的采样率；以及
改变该模数转换器的该采样率并执行信道重新获取。
4.一种接收射频信号的方法，包含：
利用模数转换器的第一采样率检查相邻信道干扰的第一功率电平；
利用该模数转换器的第二采样率检查相邻信道干扰的第二功率电平；
比较该第一功率电平与该第二功率电平，并决定该第一采样率与该第二采样率中哪一者是对应于较小相邻信道干扰的较佳采样率；以及
将该较佳采样率应用于该模数转换器以接收该射频信号。
5.如权利要求4所述的接收射频信号的方法，其特征在于，该射频信号是数字电视信号。
6.如权利要求4所述的接收射频信号的方法，其特征在于，该模数转换器是用于采样中频信号。
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