CN102638425B - 长期演进系统下行信道的信道估计方法与装置 - Google Patents

Abstract

本发明实施例公开了一种长期演进系统下行信道的信道估计方法与装置，将同一子帧内两个时隙的信道估计值合并为一维向量，进行频域降噪处理后扩展到所有OFDM符号的子载波上。由于以子帧为单位进行信道估计值的合并处理，本方法与装置不受长期演进系统帧结构的限制，既可以应用于TDD帧结构的信道，也可以应用于FDD帧结构的信道。其中，合并处理的过程将同一子帧的两个时隙内小区参考信号的信道估计值考虑进来，频域降噪处理的过程通过相邻子载波信道估计值的加权平均实现，如此，提升了本方法与装置的估计精度。而且，合并处理和频域降噪处理的过程仅涉及简单的算法，使得本方法与装置具有运算复杂度低的特点。

Description

长期演进系统下行信道的信道估计方法与装置

技术领域

本发明涉及移动通信技术领域，特别涉及一种长期演进系统下行信道的信道估计方法与装置。

背景技术

LTE(长期演进)是3G(第三代)移动通信的演进，采用OFDMA(正交频分复用多址)技术作为其下行的多址方式。LTE系统支持可变系统带宽、不同的CP(循环前缀)类型、多种调制方式等可选配置，适用于多种应用场景。长期演进系统相比3G系统进一步降低了系统时延、提高了用户数据速率、改善了系统容量以及覆盖，并且降低了运营商的成本，具有广阔的市场前景。

在LTE系统中，下行导频即RS(参考信号)的密度较低，且不少场景下噪声功率相对较大，因此信道估计的性能一般很差，进而制约了下行信道的解调性能。

目前，进行下行信道的信道估计，一般有如下方法：

(1)采用维纳滤波以及时频二维的插值，得到数据子载波上的信道估计值，并改善LS(最小二乘法)信道估计算法受噪声影响较大的缺点。但是，这种算法的计算复杂度较高，需要进行矩阵求逆运算或者奇异值分解。

(2)采用基于IFFT(逆快速傅里叶变换)或IDFT(逆离散傅里叶变换)的降噪方法，将由LS算法得到的信道估计值通过IFFT或IDFT变换到时域，将低于预设门限值的时域响应值置零后，通过FFT(快速傅里叶变换)或DFT(离散傅里叶变换)变换回频域，达到降低噪声影响的效果。但是，IFFT、IDFT、FFT或DFT都需要不小的运算量，并且，由于LTE系统子载波分配数目通常不为2的整数次幂，在对信道估计值进行时频域变换时为便于应用快速算法，需要将子载波补零至2的整数次幂，从而不可避免地带来了偏差。

(3)特殊信道情况下，使用已知序列。如，在进行PBCH(物理广播信道)的信道估计时，将同步信号的信道估计值延用于物理广播信道，相当于增大了参考信号的密度，从而提升了广播信道的解调性能，最终提升了广播信道的解码性能。然而，这种方法不能适用于所有的下行信道。对于频分双工(FDD)帧结构和时分双工(TDD)帧结构两种长期演进系统，由于同步信号的位置不同，该方法存在处理流程上的差异，并且，对于时分双工系统，同一无线帧中同步信号在时间上处于物理广播信道之后，使用同步信号进行信道估计的方法延迟了物理广播信道的解调。另外，使用同步信号的信道估计值的方法增大了系统的复杂度。

发明内容

本发明实施例针对长期演进系统，提出一种不受帧结构(双工模式)限制，且运算复杂度低、估计精度高的信道估计方法与装置。

本发明实施例长期演进系统下行信道的信道估计方法，包括步骤：

计算下行目标信道对应各个发送天线端口上小区参考信号的信道估计值；

对每个发送天线端口上小区参考信号的信道估计值进行时隙间和OFDM符号间的合并；

对时隙间和OFDM符号间合并后的信道估计值进行频域降噪处理；

将频域降噪处理后的信道估计值扩展到下行目标信道对应OFDM符号的子载波上。

本发明实施例长期演进系统下行信道的信道估计装置，包括：

参考信号信道估计单元，用于计算各个发送天线端口上小区参考信号的信道估计值；

时隙间与OFDM符号间合并单元，用于对每个发送天线端口上小区参考信号的信道估计值进行时隙间和OFDM符号间的合并；

频域降噪单元，用于对时隙间和OFDM符号间合并后的信道估计值进行频域降噪处理；

信道估计值扩展单元，用于将频域降噪处理后的信道估计值扩展到下行目标信道对应OFDM符号的子载波上。

本发明实施例长期演进系统下行信道的信道估计方法与装置，在计算出小区参考信号的信道估计值后，以子帧为单位，对子帧内每个资源粒子的信道估计值进行奇偶时隙间的合并和OFDM符号间的合并，再对合并后的信道估计值进行频域降噪处理，最后将频域降噪处理后的信道估计值复制扩展到下行目标信道对应OFDM符号的子载波上，完成信道估计。由于时隙间和OFDM符号间信道估计值合并处理的过程是以子帧为单位进行的，所以本方法与装置不受帧结构的限制，既可以应用于TDD双工模式下的信道估计，又可以应用于FDD双工模式下的信道估计。同时，时隙间和OFDM符号间信道估计值的合并，仅需要简单的平均运算和数据选择处理，进行频域降噪处理时，仅需要简单的实数操作，这使得本方法与装置的运算复杂度较低。另外，由于本方法与装置将偶数时隙与奇数时隙内小区参考信号的信道估计值都考虑进来，且频域降噪处理的过程包括正向迭代更新和逆向迭代更新，相比传统技术，本方法与装置的信道估计精度更高。

附图说明

图1是本发明长期演进系统下行信道的信道估计方法的流程示意图；

图2是常规循环前缀系统下各个天线端口的小区参考信号映射栅格图；

图3是扩展循环前缀系统下各个天线端口的小区参考信号映射栅格图；

图4是本发明长期演进系统下行信道的信道估计装置的结构示意图。

具体实施方式

本发明实施例以子帧为单位对小区参考信号的信道估计值进行处理，使得本方法与装置不受帧结构的限制，将同一子帧内两个时隙的信道估计值合并来提升信道估计精度，使用子载波间信道估计值加权平均进一步降低噪声的影响，且整个信道估计过程涉及的运算简单，从而，本方法与装置具有估计精度高和运算复杂度低的特点。下面结合附图和实施例详细解释本发明。

本发明实施例长期演进系统下行信道的信道估计方法，如图1所示，包括步骤：

步骤1、计算各个发送天线端口上小区参考信号的信道估计值；

步骤2、对所得每个发送天线端口上小区参考信号的信道估计值进行时隙间和OFDM符号间的合并；

步骤3、对时隙间和OFDM符号间合并后的信道估计值进行频域降噪处理；

步骤4、将频域降噪处理后的信道估计值扩展到下行目标信道对应OFDM符号的子载波上。

图2所示是常规循环前缀系统下，单天线端口、两天线端口和四天线端口的小区参考信号映射栅格图。图3所示是扩展循环前缀系统下的相应的小区参考信号映射栅格图。由图可知，每个栅格图对应一个子帧，由资源粒子组成，每个子帧左半部分是偶数时隙，右半部分是奇数时隙，栅格图中纯黑色部分的资源粒子表示被当前天线端口的小区参考信号占用。本发明实施例的信道估计方法的实质是将分散在栅格图中的小区参考信号的信道估计值合并成一维向量，对该一维向量内各元素的信道估计值进行降噪处理后，复制到下行目标信道所有子载波上，完成信道估计。

如步骤1所述，终端首先计算出各个发送天线端口上当前子帧小区参考信号的信道估计值，所采用的计算方法，优选地采用最小二乘法。

当前子帧内小区参考信号的信道估计值，包含了偶数时隙和奇数时隙内小区参考信号的信道估计值。

终端获取的当前子帧的偶数时隙内小区参考信号的信道估计值，用矩阵表示，是一个N_sc×N_symb的矩阵，其中N_sc为下行目标信道子载波个数，N_symb的取值，如图2所示在常规循环前缀系统中为7，如图3所示在扩展循环前缀系统中为6。如果第k行第l列资源粒子被小区参考信号占用，则该资源粒子的信道估计值对应该小区参考信号的信道估计值，其他资源粒子的信道估计值为0，其中，k＝0，1，…，N_sc-1，l＝0，1，…N_symb-1。

终端获取的当前子帧的奇数时隙内参考信号的信道估计值，用矩阵表示，与的行数和列数相等。

步骤2对步骤1所得信道估计值进行时隙间合并和OFDM符号间合并的顺序不设限制，先时隙间合并还是先OFDM符号间合并对结果没有影响。此处，以先进行时隙间合并为例进行解释。时隙间合并即是一个子帧内偶数时隙和奇数时隙的每个资源粒子的信道估计值的合并，由于只有被小区参考信号占用的资源粒子的信道估计值不为零，因此，时隙间合并实际是奇偶时隙内小区参考信号的信道估计值的合并。合并的意思是矩阵与矩阵相叠加得到矩阵同行同列的资源粒子的信道估计值相加，如果偶数时隙在该行该列映射小区参考信号，奇数时隙在该行该列也映射小区参考信号，则叠加后该行该列的信道估计值为偶数时隙在该行该列的信道估计值与奇数时隙在该行该列的信道估计值的平均值。矩阵的具体计算公式如式(1)所示。

时隙间合并完成后，再进行OFDM符号间合并，得到列向量OFDM符号间合并的实质是将时隙间合并后的矩阵的各列合并到同一列。所述矩阵和所述列向量之间的关系如下：

其中，p＝0，…，P-1，P∈{1，2，4}，k＝0，1，…，N_sc-1，l＝0，1，…N_symb-1，N_sc表示下行目标信道的子载波数，N_symb表示下行目标信道一个时隙内对应的OFDM符号数。

对于常规循环前缀系统，由于只有第0列和第4列有参考信号，因此上式(2)用第0列和第4列相加。扩展循环前缀系统同理。

由上述描述可知，时隙间合并和OFDM符号间合并的实质是每个发送天线端口资源映射栅格对应的信道估计值的矩阵的每一列平移到同一列。将平移前处于同一行的两个小区参考信号的信道估计值的均值作为平移后该行小区参考信号的信道估计值。

作为一个优选的实施例，所述步骤3对时隙间和OFDM符号间合并后的信道估计值进行频域降噪处理具体为对所述列向量进行正向迭代更新和逆向迭代更新，

所述正向迭代更新的过程如下：

取共α个元素的信道估计值，α为3的整数倍，将其中不为零的信道估计值的平均值，替代原来的α个信道估计值 ${\hat{H}}_c^{\left(p\right)}\left(0\right),{\hat{H}}_c^{\left(p\right)}\left(1\right),...{\hat{H}}_c^{\left(p\right)}(\mathrm{\α}-1);$

取共α个元素的信道估计值，前α-3个元素的信道估计值记为最后3个元素中不为零的信道估计值记为计算用替代原来的α个信道估计值其中，λ₀≥0，λ₁≥0且λ₀+λ₁＝1，

所述逆向迭代更新的过程如下：

取 ${\hat{H}}_c^{\left(p\right)}(N_{\mathrm{sc}}-i-\mathrm{\β}),{\hat{H}}_c^{\left(p\right)}(N_{\mathrm{sc}}-i-\mathrm{\β}+1),...{\hat{H}}_c^{\left(p\right)}(N_{\mathrm{sc}}-i-1)$ 共β个信道估计值，计算其加权平均值用δ替代原来的β个信道估计值 ${\hat{H}}_c^{\left(p\right)}(N_{\mathrm{sc}}-i-\mathrm{\β}),{\hat{H}}_c^{\left(p\right)}(N_{\mathrm{sc}}-i-\mathrm{\β}+1),...{\hat{H}}_c^{\left(p\right)}(N_{\mathrm{sc}}-i-1),$ 其中γ_j≥0，j＝0，1，…β-1且i＝0，1，2，...N_sc-β，

所述α、β、λ₀、λ₁、γ_j均为经验值。

步骤4按照不同符号上各子载波信道估计值相等的原则，将频域降噪处理得到的列向量扩展为N_sc行M列的矩阵即其中M为下行目标信道对应的OFDM符号的子载波数。扩展的实质是将通过前3个步骤得到的一个子载波的信道估计值复制到下行目标信道对应OFDM符号的子载波上。如此，完成了对下行目标信道的信道估计。

本发明实施例长期演进系统下行信道的信道估计装置是与上述方法对应的装置，如图4所示，包括：

参考信号信道估计单元，用于计算各个发送天线端口上小区参考信号的信道估计值；

时隙间与OFDM符号间合并单元，用于对每个发送天线端口上小区参考信号的信道估计值进行时隙间和OFDM符号间的合并；

频域降噪单元，用于对时隙间和OFDM符号间合并后的信道估计值进行频域降噪处理；

信道估计值扩展单元，用于将频域降噪处理后的信道估计值扩展到下行目标信道对应OFDM符号的子载波上。

所述参考信号信道估计单元、时隙间和OFDM符号间合并单元、频域降噪单元和信道估计值扩展单元依次相连，构成了本发明实施例的信道估计装置。

作为一个优选的实施例，所述时隙间与OFDM符号间合并单元包括时隙间合并单元和OFDM符号间合并单元。从所述参考信号信道估计单元输出的信道估计值先进入时隙间合并单元还是先进入OFDM符号间合并单元，对结果没有影响。此处，以先进入时隙间合并为例进行说明。

所述时隙间合并单元用于对每个发送天线端口上偶数时隙内小区参考信号的信道估计值与奇数时隙内小区参考信号的信道估计值进行时隙间合并，所述OFDM符号间合并用于对时隙间合并所得矩阵进行OFDM符号间合并，得到列向量所述矩阵和所述列向量之间的关系如下：

其中，p＝0，…，P-1，P∈{1，2，4}，k＝0，1，…，N_sc-1，l＝0，1，…N_symb-1，N_sc表示下行目标信道的子载波数，N_symb表示下行目标信道一个时隙内对应的OFDM符号数。

作为一个优选的实施例，所述时隙间与OFDM符号间合并单元具体用于将每个发送天线端口资源映射栅格上各列的小区参考信号的信道估计值平移到同一列，得到一个列向量将平移前处于同一行的两个小区参考信号的信道估计值的和值作为平移后该行小区参考信号的信道估计值，其中，k＝0，1，2，...N_sc-1，N_sc表示下行目标信道的子载波数。

作为一个优选的实施例，所述降噪处理单元包括正向迭代更新单元和逆向迭代更新单元，所述正向迭代更新单元用于对所述列向量进行正向迭代更新，所述逆向迭代更新单元用于对正向迭代更新后的所述列向量进行逆向迭代更新，

所述正向迭代更新的过程包括：

取共α个元素的信道估计值，α为3的整数倍，将其中不为零的信道估计值的平均值，替代原来的α个信道估计值 ${\hat{H}}_c^{\left(p\right)}\left(0\right),{\hat{H}}_c^{\left(p\right)}\left(1\right),...{\hat{H}}_c^{\left(p\right)}(\mathrm{\α}-1);$

取共α个元素的信道估计值，前α-3个元素的信道估计值记为最后3个元素中不为零的信道估计值记为计算用替代原来的α个信道估计值其中，λ₀≥0，λ₁≥0且λ₀+λ₁＝1，

所述逆向迭代更新的过程包括：

取 ${\hat{H}}_c^{\left(p\right)}(N_{\mathrm{sc}}-i-\mathrm{\β}),{\hat{H}}_c^{\left(p\right)}(N_{\mathrm{sc}}-i-\mathrm{\β}+1),...{\hat{H}}_c^{\left(p\right)}(N_{\mathrm{sc}}-i-1)$ 共β个信道估计值，计算其加权平均值用δ替代原来的β个信道估计值 ${\hat{H}}_c^{\left(p\right)}(N_{\mathrm{sc}}-i-\mathrm{\β}),{\hat{H}}_c^{\left(p\right)}(N_{\mathrm{sc}}-i-\mathrm{\β}+1),...{\hat{H}}_c^{\left(p\right)}(N_{\mathrm{sc}}-i-1),$ 其中γ_j≥0，j＝0，1，…β-1且i＝0，1，2，...N_sc-β，

所述α、β、λ₀、λ₁、γ_j均为经验值。

作为一个优选的实施例，所述参考信号信道估计单元采用最小二乘法计算各个发送天线端口上小区参考信号的信道估计值。

将本发明实施例的长期演进系统下行信道的信道估计方法与装置相结合，即可实现本发明的目的。在3GPP(第3代合作伙伴计划)协议36.101规定的3种PBCH(物理广播信道)误块率测试场景下，相对于仅使用奇数时隙内小区参考信号的信道估计方法，本发明实施例的方法与装置性能提升了2dB以上，可以超出3GPP的指标3dB。

以上所述的本发明实施方式，并不构成对本发明保护范围的限定。任何在本发明的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的权利要求保护范围之内。

Claims (10)

1.一种长期演进系统下行信道的信道估计方法，其特征在于，包括步骤：

计算下行目标信道对应各个发送天线端口上小区参考信号的信道估计值；

对每个发送天线端口上小区参考信号的信道估计值进行时隙间和OFDM符号间的合并，该合并为将小区参考信号映射栅格中的小区参考信号的信道估计值合并成一维向量，且时隙间合并为奇偶时隙内小区参考信号的信道估计值的合并；

对时隙间和OFDM符号间合并后的信道估计值进行频域降噪处理，该频域降噪处理包括正向迭代更新和逆向迭代更新；

将频域降噪处理后的信道估计值扩展到下行目标信道对应OFDM符号的子载波上。

2.根据权利要求1所述的长期演进系统下行信道的信道估计方法，其特征在于，所述步骤对每个发送天线端口上小区参考信号的信道估计值进行时隙间和OFDM符号间的合并具体为：

将发送天线端口上偶数时隙内小区参考信号的信道估计值矩阵与奇数时隙内小区参考信号的信道估计值矩阵进行时隙间合并，再对时隙间合并所得矩阵进行OFDM符号间合并，得到列向量所述矩阵 和所述列向量之间的关系如下：

其中，p＝0,…,P-1,P∈{1,2,4}，p表示天线端口号，P表示下行目标信道使用的天线端口数，k＝0,1,…,N_sc-1，l＝0,1,…N_symb-1，N_sc表示下行目标信道的子载波数，N_symb表示下行目标信道一个时隙内对应的OFDM符号数。

3.根据权利要求1所述的长期演进系统下行信道的信道估计方法，其特征在于，所述步骤对每个发送天线端口上小区参考信号的信道估计值进行时隙间和OFDM符号间的合并具体为：

将发送天线端口上各列的小区参考信号的信道估计值平移到同一列，得到一个列向量将平移前处于同一行的两个小区参考信号的信道估计值的和值作为平移后该行小区参考信号的信道估计值，其中，p＝0,…,P-1,P∈{1,2,4}，p表示天线端口号，P表示下行目标信道使用的天线端口数。

4.根据权利要求2或3所述的长期演进系统下行信道的信道估计方法，其特征在于，所述步骤对时隙间和OFDM符号间合并后的信道估计值进行频域降噪处理具体为对所述列向量进行正向迭代更新和逆向迭代更新，

所述正向迭代更新的过程如下：

取共α个元素的信道估计值，α为3的整数倍，将其中不为零的信道估计值的平均值，替代原来的α个信道估计值 ${\hat{H}}_c^{\left(p\right)}\left(0\right),{\hat{H}}_c^{\left(p\right)}\left(1\right),\·\·\·{\hat{H}}_c^{\left(p\right)}(\mathrm{\α}-1);$

取共α个元素的信道估计值，前α-3个元素的信道估计值记为最后3个元素中不为零的信道估计值记为计算用替代原来的α个信道估计值其中，λ₀≥0，λ₁≥0且λ₀+λ₁＝1，

所述逆向迭代更新的过程如下：

取共β个信道估计值，计算其加权平均值用δ替代原来的β个信道估计值其中γ_j≥0,j＝0,1,…β-1且i＝0,1,2,...N_sc-β，

所述α、β、λ₀、λ₁、γ_j均为经验值。

5.根据权利要求1或2或3所述的长期演进系统下行信道的信道估计方法，其特征在于，采用最小二乘法计算各个发送天线端口上小区参考信号的信道估计值。

6.一种长期演进系统下行信道的信道估计的装置，其特征在于，包括：

参考信号信道估计单元，用于计算下行目标信道对应各个发送天线端口上小区参考信号的信道估计值；

时隙间与OFDM符号间合并单元，用于对每个发送天线端口上小区参考信号的信道估计值进行时隙间和OFDM符号间的合并，该合并为将小区参考信号映射栅格中的小区参考信号的信道估计值合并成一维向量，且时隙间合并为奇偶时隙内小区参考信号的信道估计值的合并；

频域降噪单元，用于对时隙间和OFDM符号间合并后的信道估计值进行频域降噪处理，该频域降噪处理包括正向迭代更新和逆向迭代更新；

信道估计值扩展单元，用于将频域降噪处理后的信道估计值扩展到下行目标信道对应OFDM符号的子载波上。

7.根据权利要求6所述的长期演进系统下行信道的信道估计装置，其特征在于，所述时隙间与OFDM符号间合并单元包括时隙间合并单元和OFDM符号间合并单元，所述时隙间合并单元用于将发送天线端口上偶数时隙内小区参考信号的信道估计值矩阵与奇数时隙内小区参考信号的信道估计值矩阵进行时隙间合并，所述OFDM符号间合并用于对时隙间合并所得矩阵进行OFDM符号间合并，得到列向量所述矩阵和所述列向量之间的关系如下：

其中，p＝0,…,P-1,P∈{1,2,4}，p表示天线端口号，P表示下行目标信道使用的天线端口数，k＝0,1,…,N_sc-1,l＝0,1,…N_symb-1，N_sc表示下行目标信道的子载波数，N_symb表示下行目标信道一个时隙内对应的OFDM符号数。

8.根据权利要求6所述的长期演进系统下行信道的信道估计装置，其特征在于，所述时隙间与OFDM符号间合并单元具体用于将发送天线端口上各列的小区参考信号的信道估计值平移到同一列，得到一个列向量将平移前处于同一行的两个小区参考信号的信道估计值的和值作为平移后该行小区参考信号的信道估计值，其中，p＝0,…,P-1,P∈{1,2,4}，p表示天线端口号，P表示下行目标信道使用的天线端口数。

9.根据权利要求7或8所述的长期演进系统下行信道的信道估计装置，其特征在于，所述降噪处理单元包括正向迭代更新单元和逆向迭代更新单元，所述正向迭代更新单元用于对所述列向量进行正向迭代更新，所述逆向迭代更新单元用于对正向迭代更新后的所述列向量进行逆向迭代更新，

所述正向迭代更新的过程包括：

取共α个元素的信道估计值，α为3的整数倍，将其中不为零的信道估计值的平均值，替代原来的α个信道估计值 ${\hat{H}}_c^{\left(p\right)}\left(0\right),{\hat{H}}_c^{\left(p\right)}\left(1\right),\·\·\·{\hat{H}}_c^{\left(p\right)}(\mathrm{\α}-1);$

取共α个元素的信道估计值，前α-3个元素的信道估计值记为最后3个元素中不为零的信道估计值记为计算用替代原来的α个信道估计值其中，λ₀≥0，λ₁≥0且λ₀+λ₁＝1，

所述逆向迭代更新的过程包括：

取共β个信道估计值，计算其加权平均值用δ替代原来的β个信道估计值其中γ_j≥0,j＝0,1,…β-1且i＝0,1,2,...N_sc-β，

所述α、β、λ₀、λ₁、γ_j均为经验值。

10.根据权利要求6或7或8所述的长期演进系统下行信道的信道估计装置，其特征在于，所述参考信号信道估计单元采用最小二乘法计算各个发送天线端口上小区参考信号的信道估计值。