CN102624385A

CN102624385A - 恒定电压到频率增益的压控振荡器

Info

Publication number: CN102624385A
Application number: CN2012101079172A
Authority: CN
Inventors: 任俊彦; 马顺利; 李宁; 许俊
Original assignee: Fudan University
Current assignee: Fudan University
Priority date: 2012-04-13
Filing date: 2012-04-13
Publication date: 2012-08-01
Anticipated expiration: 2032-04-13
Also published as: CN102624385B

Abstract

本发明属于模拟数字转换器技术领域，具体是

调制器中的恒定电压到频率的转换增益的压控振荡器。本发明的压控振荡器包括一个电压到电流的线性转换器，一个电压平均反馈网络，一个松弛振荡器，一个启动电路；松弛振荡器在一个电压平均反馈环路的控制下，使得松弛振荡器的频率是和电流呈现线性关系而不受比较器的迟滞特性的影响。同时松弛振荡器的频率随工艺和温度波动也较小。因为电压到电流的转化可以做到线性，所以最终得到的亚控振荡器的是恒的数值，最终通过计数器把电压量化。本发明压控振荡器的线性度非常的好，使得最后

模数转换器的信噪比不会因为振荡器的非线性而下降过多。

Description

恒定电压到频率增益的压控振荡器

技术领域

本发明属于模拟集成电路技术领域，具体涉及一种恒定的

Figure 2012101079172100002DEST_PATH_IMAGE002

（

为电压到频率的转换增益）的压控振荡器。

背景技术

基于压控振荡器作为量化器

Figure 2012101079172100002DEST_PATH_IMAGE004

模数转换器是当今学术和工业阶的研究热点。很多高精度的应用都离不开

模数转换器。随着应用的驱动，需要模数转换器不仅有较高的精度，同时也要有比较快的速度，能够实现对高带宽信号的处理。因为模数转换器

是一个用时间或速度换精度的转换器。因此如果要实现比较高的精度，

模数转换器的过采样频率（采用频率和信号带宽二倍的比值）一定要比较的高。但是如果信号的带宽比较大，那么如果过采样率比较高，那么电路工作的速度可能到GHz，这超过了电路工作的极限。在过采样的频率不能很高的情况下，只能提高量化器量化位数。一般的

模数转换器采用一位的量化器，因为一位的量化器是线性的。但是已经不能满足需求，采用多位的量化器要用的比较器是和位数指数增长的，因此会消耗很大的功耗。那么新型的基于压控振荡器的量化器能够很好的解决这个问题。

目前基于压控振荡器的量化器主要存在的问题有两个，一个是功耗的问题，一个是线性度的问题，这个线性度主要指的是压控振荡器的

。目前采用的压控振荡器是环路压控振荡器，这种振荡器采用延迟单元串联在一起形成一个环路。环路的周期是和每个延迟单元的延迟时间有关，通过调节每个延迟单元的电压或是电流就可以调整延迟单元的延迟时间。这样周期就会发生变化，但是这种振荡器的问题在于延迟单元的延迟时间和控制的电压和电流并不是线性的。这种振荡器的频率不仅随着控制的电压变化，也会随着工艺，温度，电源电压的的变化而变化。这种变化最后会影响量化器的线性度，最终会影响整个模拟数字转化器的精度。

综上分析，如何实现恒定的

压控振荡器，并且

不随着温度，电源电压，工艺波动，是非常有意义的。恒定的压控振荡器不仅提高了量化器的线性度，提高了整个模数转换器的信噪比，而且符合摩尔定律的发展规律。随着工艺的发展和晶体管的缩小，压控振荡器的

也会增大，控振荡器的速度也会提高，那么量化器的分辨率也会相应的提高。

发明内容

发明的目的在于提出一个恒定的

压控振荡器，以用于基于压控振荡器的量化器的

模数转换器中。该恒定

压控振荡器可以实现很好的电压到频率的线性度，并且有较小的功耗。

本发明提出的恒定的

压控振荡器，包括：至少一个电压到电流的线性转换器，至少一个电压平均反馈网络，至少一个松弛振荡器，至少一个启动电路；其中：

所述的线性转换器包括：一个放大器，一个电阻和一个晶体管，放大器的一个输入端和该电阻的一端相连，放大器的输出端和比较器的输入端连接，构成一个反馈环路。

所述的电压平均反馈网络包括：一个电阻R，一个电容C，一个运算放大器M。该运算放大器M和电阻R、电容C形成有源的低通滤波器。电阻R的一端和运算放大器M一端相连，电阻R的另一端和晶体管M7，M8,M13，M14的源极相连。电容C的一端和电阻R的一端相连，电容C的另一端和运算放大器M的输出相连。运算放大器M的一端与一个和温度无关的恒定电压相连。运算放大器M的输出与一个比较器的一端相连。

所述的启动电路有两个反相器，其中，一个反相器的输入为复位信号，输出与另一个反相器的输入相连。另一个反相器的输出和一个与非门2输入相连。

所述的松弛振荡器为左右对称，有至少一个充电回路和放电回路，充电回路由晶体管M2、M4，和电容C1组成，晶体管M6是电容C1的放电回路，晶体管M6的漏极和电容C1一端连接，晶体管M6的栅极和与非门1的输出连接。晶体管M3是电流源接地的回路。晶体管M3的漏极和电容C2一端连接，晶体管M3的栅极和与非门2的输出连接。晶体管M9，M11，和C2形成充电的回路，晶体管M13是电容C1的放电回路，晶体管M12是电流源接地的回路。比较器1的一端和放大器2的输出相连，比较器2的一端和放大器2的输出相连，比较器2的另一端和电容C2相连。晶体管M7和M8是一个传输门，晶体管M13和M14是一个传输门。晶体管M5和M10 是开关管。晶体管M7的栅极和晶体管M5的漏极连接，晶体管M10的栅极和晶体管M10的漏极连接。晶体管M8的栅极和反相器3的输出相连，晶体管M14的栅极和反相器4的输出相连。与非门1和与非门2的输出分别与反相器3和反相器4的输入相连，与非门1的输入为复位信号、比较器1的输出、与非门2的输出。与非门2的输入为反相器2的输出、比较器2的输出、与非门1的输出。反相器3的输入为与非门1的输出相连，反相器3的输出和晶体管M8的栅极连接。反相器4的输入为与非门2的输出相连，反相器4的输出和晶体管M14的栅极连接。

其结构如图2所示，其中，第一个部分是电压到电流的线性转换，第二部分是基于电压平均反馈控制的松弛振荡器。因为基于延迟单元的环形振荡器，其频率的改变主要是因为每个延迟单元延迟时间的改变。每个延迟单元的延迟时间是和负载的电容和通过延迟单元的电流有关。但是这些关系不是线性的，导致频率随电压或是电流的改变也不是线性的。为了解决这个问题，本发明首先输入的电压经过了电压到电流的线性转换。这个电流的大小为

Figure 2012101079172100002DEST_PATH_IMAGE006

，可以看到经过运算放大器的控制，使得输出的电流和电压时线性的关系。

产生的和电压线性相关的电流被复制到松弛振荡器的核心振荡电流里面。比如经过晶体管M2对电容C1进行充电。随着电容C1上面电荷的积累，电容C1电压在增加。当电容C1的电压超过了比较器的的参考电压，比较就会翻转产生一个低电平。在这个低电平的触发下，晶体管M9会被打开，对电容C2进行充电，同时电容C1会放电，这样比较器就输出了波形。

这个频率可以用下面的公式进行计算：

充电的电流为I，那么冲到比较器参考电压的时间为：

Figure 2012101079172100002DEST_PATH_IMAGE008

（1）

从而可以得到周期为：

Figure 2012101079172100002DEST_PATH_IMAGE010

（2）

那么频率和电压到频率的增益为：

（3）

（4）

从上面推导的公式（4）可以看到，压控振荡器的电压到频率的增益是一个恒定的数值，因为这个数值只和一个数值

Figure 2012101079172100002DEST_PATH_IMAGE016

和一些固定器件R，C的大小有关。但是上面的计算忽略了比较器的迟滞时间，这个时间在实际应用中是不能忽略的，因为这个时间和输入信号的大小快慢都是有关系的。本发明通过引入一个电压平均反馈电路，动态的调整比较器的参考电压，从而使得比较器的迟滞时间不会影响压控振荡器的电压到频率转换增益。具体的实现是通过一个有源低通滤波器来实现的，电容器在充电的时候，开关门打开，充电的信号经过有源低通滤波器得到直流电平，这个直流电平的大小和一个与温度，工艺，电源电压无关的参考电压是一样的。那么压控振荡器的电压到频率的增益与

Figure 2012101079172100002DEST_PATH_IMAGE018

和一些固定器件R，C的大小有关。那么就实现了压控振荡器的电压到频率的增益是一个恒定的数值。

本发明所做出的突出改进主要有三个方面

第一，电压到电流的线性转化。因为在CMOS集成电路中，器件的性能被电流控制会更可靠，所以这个线性转换是很有必要的。

第二，引入了松弛振荡器作为压控振荡器。传统的基于延迟单元的环形振荡器频率随电压的控制不是线性的，但是松弛振荡器的频率随电流时一个线性的关系，从而可以实现比较恒定的电压到频率的转化增益。

第三，引入了电压平均反馈环路，动态的调整比较器的参考电压，使得比较器的迟滞时间不会影响电压到频率的转化增益的恒定性。

本发明的恒定的

压控振荡器，达到了很高的线性度和比较低的功耗，从而提高了基于压控振荡器的量化器的线性度，从而也提高了整个

模数转换器的信噪比。

附图说明

图1 本发明的在模数转换器的应用。

图2本发明的压控振荡器的电路图。

图3本发明的电压到电流的转换器。

图4本发明的电压到电流的转换器的输入电压和输出电流的关系图。

图5本发明的电流控制的电压平均反馈的松弛振荡器。

图6本发明的三输入的与非门。

图7本发明的放大器的电路图。

图8本发明的比较器的电路图。

图9本发明的反相器的电路图。

图10本发明的电压控制的松弛振荡器输出和电压平均反馈的电压控制的松弛振荡器输出的比较。

图11本发明的压平均反馈的电压控制的松弛振荡器的电压到频率转换的增益。

具体的实施方式

如图2所示为本发明的恒定

压控振荡器框图，由电压到电流线性转换器，电压平均反馈电路，松弛振荡器和启动电路组成。

电压到电流线性转换器1是一个由放大器控制的反馈环路，使得输入的电压被线性的转化为电流。

Figure 2012101079172100002DEST_PATH_IMAGE020

（1）

这个电流通过晶体管M2和M9被复制到松弛振荡器的核心电路里面。然后经启动电路启动松弛振荡器，系统便可以再一定的频率下震荡。但是因为比较器存在迟滞时间，并且不是一个固定的数值，所以使得压控振荡器的

发生变化。本发明采用电压平均反馈动态的调整比较器的参考电压，使得比较器的迟滞时间不会影响控振荡器的

。从波形图10中可以看到，没有用电压平均反馈的电路的波形为图10（a），因为比较器的迟滞延迟，使得整个周期存在了一个时间的误差，这个误差是不能被消除的。用了电压平均反馈的电路的波形为图10（b），通过动态调整比较器的参考电压，使得这个误差被消除了。电压平均反馈系统在电容充电速度比较快会使得比较器的参考电压减小，电容充电速度比较慢会使得比较器的参考电压变大。最终使得电容上信号的平均电压和一个固定的参考电压是一样，从而消除了比较器的迟滞时间的影响。

从（4）个公式我们可以得到可以得到

只和一些固定的参数有关，因此是一个常数。但是在实际的电路中，

并不是一个固定的参数。这个参数的物理意义是比较翻转的电平，因为在ICO中应用的是连续时间比较器，比较器的迟滞时间会使得会随着输入信号的变化而变化。

假设输入的电压为V，那么如图10（a)：

Figure 2012101079172100002DEST_PATH_IMAGE024

（6）

如果没有反馈的存在，那么：

Figure 2012101079172100002DEST_PATH_IMAGE026

（7）

因此，从图中可以看到因为比较器的迟滞时间存在，使得最终翻转的电压发生了变化。比较器翻转电压的变化，使得

Figure 2012101079172100002DEST_PATH_IMAGE028

不在是一个常数。因此这是我们不希望看到，那么如果运用反馈技术，使得比较器正输入端的比较电压随着负端输入信号变化而变化。就解决的了这个问题，具体是当输入的电压变快，那么比较的电压变低，如果输入的电压变慢，那么输入的比较电压变高。这个就会使得

是一个常数。如图10（b）所示，如果要实现这个功能，使用负反馈技术。松弛振荡器的输出波形，通过相加然后经过一个有源滤波器。这个有源滤波器会使得输出波形的直流电平等于参考的电压，这个参考的电压时不随着工艺和温度波动而波动。

Figure 2012101079172100002DEST_PATH_IMAGE030

（8）

如前面提到，经过反馈使得输出波形的DC数值等于参考的电压，那么，

Figure 2012101079172100002DEST_PATH_IMAGE032

（9）

因此可以看到最后的周期：

Figure 2012101079172100002DEST_PATH_IMAGE034

（10）

最后可以看到输出的频率是和Vref直接相关的，因此最后的Kvco是一个常数，并且随着温度电压都不会变化。

具体的时序为：

1、在复位信号（一个低电平的脉冲信号）的控制下，与非门1输出一个高电平。在高电平的控制下晶体管M6和M3被打开，电容C1上存储的电荷被泄放到地。此时比较器1输出一个高电平。因为反相器存在一个延迟，所以与门2也输出一个高电平。这个高电平输入与非门1。

2、启动信号变为高电平时，与非门1出事一个低电平，此时与非门2维持一个高电平。此时晶体管M4被打开开始对电容C1进行充电。晶体管M3和M6关断，晶体管M7和M8被打开，电容上的信号经过有源滤波器。因为与非门2输出一个高电平M11和M10被关断，晶体管M12和M13被打开，比较器输出高电平。晶体管M13和M14被关断。

3、电容C1充电到翻转电压，比较器输出一个低电平。这个低电平使得与非门1的输出为高电平。与非门2的输出为低电平。与非门1的高电平打开晶体管M3使得晶体管M2的电流流向地。晶体管M6打开使得电容C1的电荷流向地。因为与非门2的输出为低电平，因此晶体管M11打开对电容C2进行充电，晶体管M13和M12关断。

4、当电容C2充电到比较器2的翻转电平时候，比较器输出一个低电平。与非门2输出一个高电平，此时开始重复步骤2的过程。这样这个电路就一直震荡下去，调整输入的电压就可以调整充电电流，最终使得频率发生改变。

Claims

1.一种恒定

的压控振荡器，

为电压到频率的转换增益，其特征在于包括：至少一个电压到电流的线性转换器，至少一个电压平均反馈网络，至少一个松弛振荡器，至少一个启动电路；其中：

所述的线性转换器包括：一个放大器，一个电阻和一个晶体管，放大器的一个输入端和该电阻的一端相连，放大器的输出端和比较器的输入端连接，构成一个反馈环路；

所述的电压平均反馈网络包括：一个电阻R，一个电容C，一个运算放大器M；该运算放大器M和电阻R、电容C形成有源的低通滤波器；电阻R的一端和运算放大器M一端相连，电阻R的另一端和第七晶体管M7，第八晶体管M8, 第十三晶体管M13，第十四晶体管M14的源极相连；电容C的一端和电阻R的一端相连，电容C的另一端和运算放大器M的输出相连；运算放大器M的一端与一个和温度无关的恒定电压相连；运算放大器M的输出与一个比较器的一端相连；

所述的启动电路有两个反相器，其中，一个反相器的输入为复位信号，输出与另一个反相器的输入相连；另一个反相器的输出和一个第二与非门输入相连；

所述的松弛振荡器为左右对称，有至少一个充电回路和放电回路。

2.根据要求1所述恒定

Figure 2012101079172100001DEST_PATH_IMAGE003

的压控振荡器，其特征在于所述的充电回路由第二晶体管（M2）、第四晶体管（M4），和电容C1组成，第六晶体管（M6）是电容C1的放电回路，第六晶体管（M6）的漏极和电容C1一端连接，第六晶体管（M6）的栅极和第一与非门的输出连接；第三晶体管（M3）是电流源接地的回路；第三晶体管（M3）的漏极和电容C2一端连接，第三晶体管（M3）的栅极和第二与非门的输出连接；第九晶体管（M9）、第十一晶体管（M11），和电容C2形成充电的回路，第十三晶体管（M13）是电容C1的放电回路，第十二晶体管（M12）是电流源接地的回路；第一比较器的一端和第二放大器的输出相连，第二比较器的一端和第二放大器的输出相连，第二比较器的另一端和电容C2相连；第七晶体管（M7）和第八晶体管（M8）是一个传输门，第十三晶体管（M13）和第十四晶体管（M14）是一个传输门；第五晶体管（M5）和第十晶体管（M10 ）是开关管，第七晶体管（M7）的栅极和第五晶体管（M5）的漏极连接，第十晶体管（M10）的栅极和第十晶体管（M10）的漏极连接；第八晶体管（M8）的栅极和第三反相器的输出相连，第十四晶体管（M14）的栅极和第四反相器的输出相连；第一与非门和第二与非门的输出分别与第三反相器和第四反相器的输入相连，第一与非门的输入为复位信号、第一比较器的输出、第二与非门的输出；第二与非门的输入为第二反相器的输出、第二比较器的输出、第一与非门的输出；第三反相器的输入为第一与非门的输出相连，第三反相器的输出和第八晶体管（M8）的栅极连接；第四反相器的输入与第二与非门的输出相连，第四反相器的输出和第十四晶体管（M14）的栅极连接。