CN102623335A - 一种提高电能变换装置功率密度的方法 - Google Patents

Abstract

一种提高电能变换装置功率密度的方法。本发明公开了一种基于热平衡分析的IGBT参数尽限使用设计方法，根据IGBT热击穿失效机理，采用建立的IGBT电热模型仿真得到在给定参数条件下的导通功耗、开关功耗和断态功耗的温度曲线，相加得到IGBT总功耗的温度曲线，由结-壳稳态热阻得到传热功耗曲线，联立IGBT总功耗曲线和传热功耗曲线进行热平衡分析，两条曲线相切时的结温为IGBT极限结温，对应的参数值即为此电路条件下的尽限使用值。本发明所提出的IGBT参数尽限使用设计方法原理清晰，操作性强，减小了实际测试工作量，做到了参数尽限使用的精确量化，提高了装置的功率密度。

Description

一种提高电能变换装置功率密度的方法

技术领域

本发明属于大容量电力电子器件领域，具体涉及一种提高电能变换装置功率密度的方法，该方法是通过基于热平衡分析的IGBT参数尽限使用实现。

背景技术

IGBT手册通常给出了集电极-发射极最大电压、集电极最大电流和最高工作结温等边界参数，在目前的使用设计中，一般是将这些边界参数值作为最大工作边界，并且还预留较大的裕量，进行一定的降额使用，这种选用与设计标准远未达到器件精确量化与优化设计的目的。特种高性能电力电子系统具有大容量、高功率密度和高可靠性的特点，如果仍采用这种设计方法，将导致需要串、并联使用的器件数目过多，系统体积和重量庞大。事实上，手册给出的这些参数值并不是IGBT的最大工作极限，它们有的是考虑到制造工艺的不均匀性预留了一定余量，如最大电压值，有的是一种行业标准，如最大结温，有的是按最大结温、壳温以及热阻推算得到的限定值，如最大电流值。实际上IGBT参数使用极限的限制主要有两方面，第一是这些参数存在一个最高极限，如集电极-发射极雪崩击穿电压、IGBT(添加”IGBT”)芯片本征温度与熔点，第二是在实际使用中可以达到的最大使用范围，由IGBT总功耗和传热功耗之间的热平衡关系，以及可以达到平衡的稳定工作点决定，与外部散热条件密切相关，并且各个参数之间相互影响。

IGBT热击穿失效的本质是IGBT内部芯片产生的热量与外部散热装置带走的热量间达不到热平衡，热量不能完全发散出去，在内部形成热累积，IGBT功耗与温度间的正反馈作用导致结温不断上升，达到一定程度后由于漏电流的急剧增加引发温度上升到本征温度形成短路，最终发生失效。常规设计方法一般是根据手册给定的最大结温来设计各个参数，不能反映IGBT热失效本质，也不能做到电压、电流、开关频率和结温等参数的尽限使用，是一种基于经验的粗放式设计方法。

发明内容

针对传统设计方法所带来的不足，根据IGBT热击穿失效机理，本发明提出了一种提高电能变换装置功率密度的方法，该方法通过实现IGBT参数的尽限使用设计来突破传统的IGBT安全区设计法则，使装置的功率密度得到提高。

为实现上述发明目的，本发明所采用的技术方案为：一种提高电能变换装置功率密度的方法，其特征在于，该方法包括下述步骤：

(1)建立IGBT总功耗P模型为：P＝P_on+P_off+P_sw；

其中，P_on为IGBT的导通功耗，P_sw为IGBT的开关功耗，P_off为IGBT的断态功耗；

(2)计算工作温度T_j时IGBT的内部参数，以及半导体物理常数；根据得到的内部参数和半导体物理常数得到IGBT总功耗与温度T_j的关系，即IGBT总功耗的温度曲线；

工作温度T_j时IGBT的内部参数，包括过剩载流子寿命τ(T_j)、栅极门槛电压V_th(T_j)、跨导K_p(T_j)和发射极电子饱和电流I_sne(T_j)；材料的半导体物理常数，包括本征载流子浓度、载流子迁移率和扩散系数；

(3)由结-壳稳态热阻R_thJC得到在给定壳温T_c条件下的结-壳传热方程，从而得到结-壳传热功耗曲线；

(4)在IGBT的电压、电流、开关频率和占空比四个参数中任意三个，根据其预先设定的值，对第四个参数进行极限设计，得到第四个参数的尽限使用值；

(5)将得到的第四个参数尽限使用值作为电能变换装置中IGBT参数使用，以提高电能变换装置的功率密度。

本发明方法根据IGBT热击穿失效机理，采用IGBT电热耦合模型仿真得到IGBT总功耗的温度曲线，联立结-壳传热功耗曲线进行热平衡分析，当两条曲线发生相切时，IGBT处于临界热平衡状态，也就是热不稳定状态，此时的切点为极限结温点，由此进行电流和开关频率等参数的尽限使用设计。本发明所提出的IGBT参数尽限使用设计方法原理清晰，操作性强，减小了实际测试工作量，做到了参数尽限使用的精确量化，提高了装置的功率密度。

附图说明

图1是PT或FS型IGBT元胞结构；

图2是IGBT热平衡分析示意图；

图3是IGBT关键结温点分析；

图4是IGBT开关频率尽限使用热平衡分析；

图5是不同壳温和电流时的开关频率尽限使用曲线。

具体实施方式

本发明方法通过IGBT参数尽限使用来提高电能变换装置的功率密度，其难点和关键在于计算IGBT总功耗的温度曲线，由于IGBT总功耗分为导通、开关和断态功耗三部分，需要分别计算各个部分功耗的温度曲线，因此采用测试的方法会增加工作量以及设计的繁杂程度。而采用IGBT电热模型仿真可以方便得到导通功耗、开关功耗和断态功耗的温度曲线，从而得到IGBT总功耗的温度曲线。这种基于IGBT电热模型的仿真分析方法，可以对不同类型IGBT在任意设定条件下进行热平衡分析，实现器件参数的尽限使用，对于器件选型、电路分析以及散热设计等都起到重要作用。

IGBT热击穿是由内部产生的功耗与外部散热装置所能带走的功耗之间的热平衡关系来决定的，其中IGBT总功耗由导通功耗、开关功耗和断态功耗三部分组成。由于导通压降和开关能量与温度近似成正的线性关系增加，从而导通功耗和开关功耗也随着温度的上升而近似线性增加，而集电极漏电流在高温阶段随温度成指数特征上升，使得断态功耗随温度发生很大的变化，且随着温度的继续上升增加更为迅速。因此，IGBT总功耗表现为在低温阶段与温度近似成线性关系上升，而在高温阶段与温度成指数特征上升，与温度之间是一种正反馈的关系。从IGBT元胞结构附图1中可以看出，IGBT集电极-发射极加正向电压时，内部P+发射/N-结(J₁结)和P+集电/N-结(J₃结)均为正偏，只有N-/P+集电结(J₂结)为反偏。根据半导体物理中PN结击穿理论，反偏PN结上的漏电流增大到一定程度时将发生热击穿，由于集电极漏电流在IGBT热击穿中起关键作用，下面着重对其进行分析。

IGBT集电极漏电流可以用J₂结的反向电流来表示，考虑外加阻断电压和温度的影响，IGBT集电极漏电流I_leak由产生电流和扩散电流两部分组成，在室温附近产生电流起主导作用，而在高温区扩散电流起主导作用，可表示为：

$I_{\mathrm{leak}}=\frac{{\mathrm{Aqn}}_i^2\sqrt{D_p}}{N_B\sqrt{{\mathrm{\τ}}_p}}+\frac{{\mathrm{Aqn}}_{i}W}{{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{sc}}}---\left(1\right)$

式中：A为IGBT内部硅芯片有效工作面积；q为电子电荷量；n_i为本征载流子浓度；D_p为IGBT基区的空穴扩散系数；N_B为IGBT基区掺杂浓度；τ_p为IGBT基区空间电荷区空穴寿命；τ_sc是IGBT基区空间电荷区中额外载流子的产生寿命；W为IGBT基区空间电荷区的宽度，表示为：

$W=W_B-\sqrt{\frac{{2\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{si}}V}{q{N}_B}}---\left(2\right)$

式中：W_B为IGBT基区宽度，ε_si为硅的介电常数，V为IGBT集-射极电压。

式(1)与理想的PN结反向电流表达式相比，考虑到IGBT基区载流子热平衡时的大注入效应且P区的少子密度很低，因此去掉了P区的扩散项，而增加了表示产生电流的第二项，其中第一项是由结温引起的扩散电流，第二项是外加电场引起的产生电流，均与本征载流子浓度有关，扩散电流由于与本征载流子浓度的平方成正比，随温度的变化更为激烈。

将IGBT总功耗的温度曲线和传热功耗曲线绘制在同一坐标系下，进行热平衡分析，如附图2所示。其中，P_heat曲线(发热曲线)为IGBT总功耗的温度曲线，由于P_heat增大将引起结温T_j上升，结温上升又将进一步导致P_heat增大，因此P_heat与T_j若达不到热平衡将是一种正反馈的连续上升关系。P_cool曲线(散热曲线)为结-壳传热功耗曲线，主要由器件结构与外部散热装置决定，当散走的热量与硅芯片产生的热量相等时，系统到达热平衡状态，各部分温度保持稳定，用结-壳传热方程表示为：

$P_{\mathrm{cool}}=\frac{T_j-T_c}{R_{\mathrm{tjJC}}}---\left(3\right)$

式中：R_thJC为IGBT结-壳稳态热阻；T_j为IGBT结温；T_c为IGBT壳温；P_cool为散热装置传导的功耗，等于IGBT总功耗。

从附图2可以看出，IGBT总功耗曲线在高温阶段随温度成指数特征上升，而传热功耗曲线随温度保持线性关系上升，随着T_c的增大，P_cool曲线向T_j轴正方向平移，分别与P_heat曲线相交、相切或无交点。若P_heat与P_cool相交于A和B两点，则在第一个交点A点以下，有P_heat＞P_cool，表示产生的功耗大于散热装置带走的功耗，T_j将持续上升至A点，此时P_heat＝P_cool，芯片达到热平衡将保持温度稳定；在A点和第二个交点B之间，有P_cool＞P_heat，表示产生的功耗小于散热装置带走的功耗，T_j将下降回到平衡点A；在B点以上，有P_heat＞P_cool，表示产生的功耗又大于散热装置带走的功耗，T_j将上升且无法再达到平衡，结温和功耗将进入持续上升的正反馈状态，结温不断升高且集电极漏电流急剧增加，结温将迅速上升至本征温度并发生短路，然后结温继续上升直至发生热击穿失效，这种现象就是PN结的热击穿，因此B点也称为热非稳定温度点，也就是在一定壳温下所对应的IGBT最高工作温度。若P_cool曲线与P_heat曲线相切，A点与B点重合于C点，该点对应的温度表示最恶劣的散热条件下可以达到稳定的最高温度。若P_cool曲线与P_heat曲线无交点，表示没有可稳定工作的结温点，即不能到达热平衡状态，IGBT结温将持续上升直至发生热击穿失效。

综上所述，IGBT的几个关键工作温度点可用附图3表示。其中，T₄为IGBT实际工作温度点，即热平衡时的工作结温；T₃为热非稳定温度点，与IGBT总功耗、结-壳稳态热阻以及散热条件等相关；T₂为硅材料的本征温度点，随着掺杂浓度增大而增加，对于基区低掺杂浓度水平为10¹⁴cm^-3时大约为230℃；T₁为半导体芯片的熔点，对于硅材料约为1360℃，考虑到掺杂的影响，实际会偏低。其失效过程为：一旦超出非稳定工作点T₃，IGBT结温就会迅速上升，内部宽基区PN结的局部电流密度增大，电流被吸取到这个温度最高的区域中，当某一点的温度到达本征温度T₂时，局部的载流子产生率就很容易增大几个数量级，于是IGBT芯片内部PN结就会被一块称为中等离子体的细丝状高电导本征半导体有效旁路，温度迅速升高直至T1温度点发生热击穿，导致PN结发生不可逆的退化，这种现象称为热奔，也称为二次击穿。热冲击可能损坏晶格使芯片发生破裂，中等离子体区的温度可能超过电极接触处金属-硅低共熔合金的熔点，也可能超过半导体的熔点，无论是哪种情况，中等离子体的形成都是引发器件不可逆失效的最后阶段。

因此，IGBT热击穿失效机理为芯片产生的功耗与散热带走的功耗间达不到热平衡，产生的热量不能完全发散出去，在内部形成累积，同时由于IGBT功耗与温度间的正反馈作用导致结温不断上升，达到一定程度后由于漏电流的急剧上升进而引发温度快速上升到本征温度后形成短路，最终损坏IGBT。

根据以上IGBT热击穿失效分析，本发明提出了一种基于热平衡分析的IGBT参数尽限使用设计方法。该方法以IGBT总功耗曲线与传热功耗曲线间的热平衡分析为核心，其中IGBT总功耗曲线由IGBT电压、电流、开关频率和占空比等参数决定，而传热功耗曲线由壳温以及结-壳稳态热阻决定。设计中关键的问题是IGBT总功耗曲线的计算与热平衡分析，通过IGBT电热模型仿真可以得到导通功耗、开关功耗和断态功耗的温度曲线，从而得到IGBT总功耗曲线，联立IGBT总功耗性曲线和传热功耗曲线就可以进行热平衡分析，从而实现参数的尽限使用设计。

本发明提供的一种提高电能变换装置功率密度的方法包括以下步骤：

(1)为提高电能变换装置的功率密度，可以将功率器件IGBT参数进行尽限使用设计。

对于IGBT器件，利用导通稳态数学模型得到导通压降的表达式，利用开关瞬态数学模型得到开关时电压和开关时电流的表达式，利用断态数学模型得到断态时集电极漏电流的表达式，由电路条件得到导通功耗、开关功耗和断态功耗，相加即为IGBT总功耗。

首先采用导通稳态模型得到导通压降的表达式。IGBT导通压降由内部MOSFET沟道压降、N-基区压降以及PN结压降三部分构成，其中内部MOSFET沟道压降V_ch可表示为：

$V_{\mathrm{ch}}=\frac{I_{\mathrm{mos}}}{K_p(V_{\mathrm{gs}}-V_{\mathrm{th}})}---\left(4\right)$

式中：K_p为IGBT内部MOSFET跨导；V_gs为IGBT栅极驱动电压；V_th为IGBT栅极门槛电压；I_mos为IGBT内部沟道电流，表示为：

$I_{\mathrm{mos}}=\frac{P_0^2{I}_{\mathrm{sne}}}{n_i^2}+\frac{q{P}_0{\mathrm{AD}}_L}{L}[\cot \left(\frac{W}{L}\right)-\frac{1}{\sin \left(\frac{W}{L}\right)}]---\left(5\right)$

式中：I_sne为IGBT发射极反向电子饱和电流；D_L为IGBT基区双极扩散系数；

为IGBT基区双极扩散长度，τ为IGBT基区内过剩载流子寿命；P₀为IGBT内部P+发射/N+结处的过剩空穴浓度。

准中性基区压降V_qnb可由电子准费米电势梯度积分得到：

$V_{\mathrm{qnb}}=\frac{\mathrm{IW}}{(1+\frac{1}{b_L}){\mathrm{\μ}}_n{\mathrm{Aqn}}_{\mathrm{eff}}}-\frac{D_L}{{\mathrm{\μ}}_n}\ln \frac{P_0+N_B}{N_B}---\left(6\right)$

式中：I为IGBT导通电流；b_L为IGBT基区双极迁移率；μ_n为IGBT电子迁移率；n_eff为IGBT准中性基区有效电子浓度，表示为：

$n_{\mathrm{eff}}=\frac{\frac{W}{2L}\sqrt{N_B^2+P_0^2{\csc }^2\left(\frac{W}{L}\right)}}{\arctan [\frac{\sqrt{N_B^2+P_0^2{\csc }^2\left(\frac{W}{L}\right)\tan \left(\frac{W}{2L}\right)}}{N_B+P_0\csc \left(\frac{W}{L}\right)\tan \left(\frac{W}{2L}\right)}}---\left(7\right)$

对于非穿通(NPT)型，过剩空穴浓度P₀为IGBT内部P+发射极/N-结处的过剩空穴浓度，可表示为：

$P_0=\frac{-q{\mathrm{AD}}_L{n}_i^2\cot \left(\frac{W}{L}\right)+\sqrt{{\left(q{\mathrm{AD}}_L{n}_i^2\cot \left(\frac{W}{L}\right)\right)}^2+{4I}_{\mathrm{sne}}{L}^2{n}_i^{2}I\·\frac{b_L}{1+b_L}}}{{2I}_{\mathrm{sne}}L}---\left(8\right)$

对于穿通(PT)型，过剩空穴浓度P₀为IGBT内部N+缓冲层/N-结处的过剩空穴浓度，可表示为：

$P_0=\frac{-c+\sqrt{c^2+4(b-\mathrm{ad}){\mathrm{aI}}_T}}{2(b-\mathrm{ad})}---\left(9\right)$

其中a、b、c和d分别为：

$a=\frac{D_{\mathrm{pH}}}{L_{\mathrm{pH}}}\csc \left(\frac{W_H}{L_{\mathrm{pH}}}\right)-\frac{1}{(1+b_L)}[\frac{I_{\mathrm{sne}}{N}_H}{{\mathrm{qn}}_i^2}+\frac{D_{\mathrm{pH}}}{L_{\mathrm{pH}}}\cot \left(\frac{W_H}{L_{\mathrm{pH}}}\right)$

$b=\frac{D_{\mathrm{pH}}}{L_{\mathrm{pH}}{N}_H}\{\cot \left(\frac{W_H}{L_{\mathrm{pH}}}\right)-\frac{1}{(1+b_L)}\csc \left(\frac{W_H}{L_{\mathrm{pH}}}\right)\}\×[\frac{I_{\mathrm{sne}}{N}_H}{n_i^2}+\frac{{\mathrm{qAD}}_{\mathrm{pH}}}{L_{\mathrm{pH}}}\cot \left(\frac{W_H}{L_{\mathrm{pH}}}\right)]$

$c=[\frac{I_{\mathrm{sne}}{N}_H}{n_i^2}+\frac{{\mathrm{qAD}}_{\mathrm{pH}}}{L_{\mathrm{pH}}}\cot \left(\frac{W_H}{L_{\mathrm{pH}}}\right)]\frac{D_L}{L}\cot \left(\frac{W}{L}\right)$

$d=\left(\frac{{\mathrm{qAD}}_{\mathrm{pH}}}{N_H{L}_{\mathrm{pH}}}\right)\csc \left(\frac{W_H}{L_{\mathrm{pH}}}\right)$

式中：D_pH为IGBT缓冲层内空穴扩散系数；L_pH为IGBT缓冲层内的扩散长度；W_H为IGBT缓冲层宽度；N_H为IGBT缓冲层掺杂浓度。

PN结压降V_PN可表示为：

$V_{\mathrm{PN}}=\frac{2\mathrm{kT}}{q}\ln \left(\frac{P_0}{n_i}\right)---\left(10\right)$

式中：k为波尔兹曼常数；T为绝对温度。

因此，IGBT总的压降V_on可表示为：

V_on＝V_ch+V_qnb+V_PN    (11)

根据电路条件得到IGBT导通功耗P_on为：

P_on＝I×V_on×D       (12)

式中：D为IGBT工作时的占空比，其取值范围为(0，1]。

其次采用开关瞬态模型得到开关时电压和电流的表达式。对于NPT型，考虑到载流子分布随时间的变化，其栅极电压V_gs(t)随时间的变化率为：

$\frac{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{gs}}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}=\frac{I_G\left(t\right)}{C_{\mathrm{GS}}+C_{\mathrm{GD}}}+\frac{C_{\mathrm{GD}}}{C_{\mathrm{GS}}+C_{\mathrm{GD}}}\frac{\mathrm{dV}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}---\left(13\right)$

式中：I_G(t)为IGBT栅极电流；C_GS为IGBT内部栅极-源极间电容；C_GD为IGBT内部栅极-漏极间电容；V(t)为IGBT集-射极电压，随时间的变化率为：

$\frac{\mathrm{dV}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}=\frac{I\left(t\right)-\frac{{4D}_p}{W^2}+(1+\frac{1}{b_L})[\frac{C_{\mathrm{GD}}}{C_{\mathrm{GS}}+C_{\mathrm{GD}}}{I}_g\left(t\right)-I_{\mathrm{mos}}]}{(1+\frac{1}{b_L})\{C_{\mathrm{DSJ}}+\frac{C_{\mathrm{GS}}{C}_{\mathrm{GD}}}{C_{\mathrm{GS}}+C_{\mathrm{GD}}}+\frac{C_{\mathrm{BCJ}}}{3}\frac{Q\left(t\right)}{\mathrm{qAW}{N}_B}\}}---\left(14\right)$

式中：D_p为IGBT基区空穴扩散系数；C_DSJ为IGBT内部漏极-源极间电容；C_BCJ为IGBT内部P+发射极/N-结的电容；I_g(t)为IGBT栅极电流；I(t)为IGBT导通电流；Q(t)为IGBT基区总电荷量，随时间的变化率表示为：

$\frac{\mathrm{dQ}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}=I_{\mathrm{mos}}+(C_{\mathrm{DSJ}}+C_{\mathrm{GD}})\frac{\mathrm{dV}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}-C_{\mathrm{GD}}\frac{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{GS}}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}-\frac{Q\left(t\right)}{\mathrm{\τ}}-\frac{Q{\left(t\right)}^2}{\left({\mathrm{qAWN}}_B\right)}\frac{{4N}_B^2}{n_i^2}{I}_{\mathrm{sne}}---\left(15\right)$

式中：τ为IGBT基区过剩载流子寿命。

在阻感负载电路下，IGBT导通电流I(t)随时间的变化率为：

$\frac{\mathrm{dI}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}=\frac{1}{L_L}(V_A-R_{L}I-V\left(t\right))---\left(16\right)$

栅极电流I_g(t)可表示为：

$I_g\left(t\right)=\frac{V_G-V_{\mathrm{gs}}\left(t\right)}{R_G}---\left(17\right)$

式中：V_A主电路母线电压，V_G为IGBT栅极驱动电压，L_L为负载电感值，R_L为负载电阻值，R_G为驱动负载的电阻值.

联立式(13)、(14)、(15)、(16)和(17)，输入初始状态值后同时求解，就可以计算出开关瞬态下NPT型IGBT集-射极电压、导通电流在各计算时间点的数值。

对于PT型，IGBT集-射极电压随时间的变化率为：

$\frac{\mathrm{dV}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}=\frac{[1-\frac{1}{1+b_L}(1+\frac{{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{Hb}}}{\mathrm{\τ}})\frac{W^2}{W_{\mathrm{eff}}^2}]I\left(t\right)-\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{Ab}}}\frac{W^2}{W_{\mathrm{eff}}^2}Q\left(t\right)-I_{\mathrm{mos}}+\frac{C_{\mathrm{GD}}}{C_{\mathrm{GS}}+C_{\mathrm{GD}}}{I}_G\left(t\right)}{C_{\mathrm{DSJ}}+\frac{C_{\mathrm{GS}}{C}_{\mathrm{GD}}}{C_{\mathrm{GS}}+C_{\mathrm{GD}}}+\frac{W}{W_{\mathrm{eff}}^2}\frac{Q\left(t\right)}{3\mathrm{qA}{N}_B}{C}_{\mathrm{BCJ}}}---\left(18\right)$

式中： $W_{\mathrm{eff}}^2=1+\frac{{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{Hb}}}{{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{Ab}}}+\frac{{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{Hb}}}{{\mathrm{\τ}}_r}$ ${\mathrm{\τ}}_{\mathrm{Hb}}=\frac{W_H^2}{2D_{\mathrm{pH}}}$

${\mathrm{\τ}}_{\mathrm{Ab}}=\frac{W^2}{2D}$ ${\mathrm{\τ}}_r=\frac{{3\mathrm{qAWN}}_B}{C_{\mathrm{BCJ}}\frac{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{CE}}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}}$

IGBT基区总电荷量Q(t)随时间的变化率为：

$\frac{\mathrm{dQ}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}=I_{\mathrm{mos}}-\frac{Q_L\left(t\right)}{\mathrm{\τ}}-\frac{Q_H\left(t\right)}{{\mathrm{\τ}}_H^{\′}}-{4I}_{\mathrm{sne}}^{\′}\frac{N_B{Q}_L^2\left(t\right)}{n_I^2{\left(q{\mathrm{AWN}}_B\right)}^2}---\left(19\right)$

其中：

$\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_h^{\′}}=\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_H}+\frac{2N_H{I}_{\mathrm{sne}}}{\mathrm{qA}{W}_H{n}_i^2}$

$I_{\mathrm{sne}}^{\′}=I_{\mathrm{sne}}+\frac{n_i^2{\mathrm{qAW}}_H}{{\mathrm{\τ}}_H{N}_H}$

$Q_L\left(t\right)=\frac{W^2}{W_{\mathrm{eff}}^2}[Q\left(t\right)-\frac{1}{1+b_L}I\left(t\right){\mathrm{\τ}}_{\mathrm{Hb}}]$

$Q_H\left(t\right)=\frac{Q\left(t\right)(\frac{{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{Hb}}}{{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{Ab}}}+\frac{{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{Hb}}}{{\mathrm{\τ}}_r})+\frac{I\left(t\right){\mathrm{\τ}}_{\mathrm{Hb}}}{1+b}}{1+\frac{{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{Hb}}}{{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{Ab}}}+\frac{{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{Hb}}}{{\mathrm{\τ}}_r}}$

式中：τ_H为IGBT缓冲层过剩载流子寿命。

同样的，联立式(13)、(16)、(17)、(18)和(19)，输入初始状态值后同时求解，就可以计算出开关瞬态下NPT型IGBT集-射极电压、导通电流在各计算时间点的数值。

对开关瞬态时的集-射极电压和导通电流积分得到开关瞬态时的能量，带入即可得到开关功耗P_sw，表示为：

P_sw＝(E_on+E_off)×f           (20)

式中：E_on为IGBT单次开通能量；E_off为IGBT单次关断能量；f为IGBT开关频率。

然后，由式(1)得到IGBT断态功耗P_off表示为：

P_off＝I_leak×V×(1-D)        (21)

因此，IGBT总功耗P为：

P＝P_on+P_off+P_sw              (22)

(2)根据IGBT总功耗模型P＝P_on+P_off+P_sw仿真对参数的需求，计算工作温度T_j(即结温)时IGBT的内部参数，以及半导体物理常数；根据得到的内部参数和半导体物理常数得到IGBT总功耗与温度T_j的关系，即IGBT总功耗的温度曲线。

温度T_j时IGBT的内部参数，包括过剩载流子寿命τ(T_j)、栅极门槛电压V_th(T_j)、跨导K_p(T_j)和发射极电子饱和电流I_sne(T_j)，采用如下公式进行近似处理：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\τ}\left(T_j\right)=\mathrm{\τ}\left(T_0\right)\×{\left(\frac{T_j}{T_0}\right)}^{1.5}\\ V_{\mathrm{th}}\left(T_j\right)=V_{\mathrm{th}}\left(T_0\right)-K(T_j-T_0)\\ K_p\left(T_j\right)=K_p\left(T_0\right)\×{\left(\frac{T_0}{T_j}\right)}^{0.8}\\ I_{\mathrm{sne}}\left(T_j\right)=\frac{I_{\mathrm{sne}}\left(T_0\right)\×{(T_j/T_0)}^{0.5}}{\exp [(1/T_j-1/T_0)\×1.4\×{10}^4]}\end{array}\right.---\left(23\right)$

式中：τ(T₀)、V_th(T₀)、K_p(T₀)和I_sne(T₀)分别表示过剩载流子浓度，门槛电压、跨导以及发射极电子饱和电流等参数在常温T₀时的值，其中门槛电压的系数K可以通过实验测量提取得到。

另一类是材料的半导体物理常数，包括本征载流子浓度、载流子迁移率和扩散系数。本征载流子浓度随温度的变化关系为：

$n_i\left(T\right)=C{\left(\frac{T}{300}\right)}^{1.5}\sqrt{\exp (-\frac{1.206}{\mathrm{kT}})}---\left(24\right)$

式中：C＝8.324×10¹⁹cm^-3K^1.5为比例系数。

载流子迁移率随温度升高和掺杂浓度增大而减小，由于难以用数学模型来表述与温度和掺杂浓度的关系，因而在仿真时采用查表法，查询硅在不同温度下的迁移率，在基区和缓冲层掺杂浓度分别为1014cm^-3和10¹⁷cm^-3数量级时，查找硅在几个典型温度点的迁移率带入进行仿真计算。

载流子的扩散系数与迁移率相关，二者之间满足爱因斯坦关系：

$\frac{D_n}{{\mathrm{\μ}}_n}=\frac{D_p}{{\mathrm{\μ}}_p}=\frac{\mathrm{kT}}{q}---\left(25\right)$

式中，D_n为电子扩散系数，μ_p为空穴迁移率；

将器件内部参数和半导体物理常数带入式(22)得到IGBT总功耗与温度的关系：

P(T)＝P_on(T)+P_off(T)+P_sw(T)    (26)

(3)由结-壳稳态热阻R_thJC得到在给定壳温T_c条件下的结-壳传热方程，从而得到结-壳传热功耗曲线；结-壳传热方程表示为：

$P_{\mathrm{cool}}\left(T_j\right)=\frac{T_j-T_c}{R_{\mathrm{thJC}}}---\left(27\right)$

(4)在IGBT电压、电流、开关频率和占空比四个参数中任意三个，根据其预先设定的值，对第四个参数进行极限设计。其具体过程为：

(4.1)首先对第四个参数给定一个初始赋值；

(4.2)根据预先设定的三个参数的值以及第四个参数的赋值，仿真得到IGBT总功耗的温度曲线；

(4.3)联立IGBT总功耗的温度曲线和结-壳传热功耗曲线进行热平衡分析，若两条曲线相交于两点，转入步骤(4.4)；若两条曲线相切，转入步骤(4.5)；若两条曲线没有交点，转入步骤(4.6)；

(4.4)分别对应于结温的热稳定解和非稳定解，表明结温还可以提高，即增大第四个参数的赋值，转入步骤(4.2)；

(4.5)则为临界热平衡状态，即达到热平衡的最高结温，此时IGBT总功耗和参数值都不能再增大，IGBT实现了尽限使用，转入步骤(5)；

(4.6)为热非平衡状态，减小第四个参数的赋值，转入步骤(4.2)；

(5)将得到的第四个参数尽限使用值作为电能变换装置中IGBT参数使用，以提高电能变换装置的功率密度。

实例：

下面结合具体实例来进行分析说明。选取IGBT器件型号为GD50HFL120C1S，该器件采用ABB公司的芯片，封装在国内完成，其额定电压和直流电流分别为1200V和50A，是一种软穿通型的两单元半桥模块。采用带二极管续流的斩波电路，设定电路条件为：电压600V，占空比0.5，壳温80℃，要求设计在不同电流条件下的开关频率使用极限。设计步骤为：

(1)由于该型器件属于PT型，因此采用PT型模型。由导通稳态、开关瞬态和断态数学模型，得到导通压降、开关时电压和开关时电流以及集电极漏电流的表达式，根据电路条件得到导通功耗、开关功耗和断态功耗，相加为IGBT总功耗。

(2)根据IGBT模型仿真所需的内部参数和半导体物理常数与温度的关系，得到IGBT总功耗的温度曲线；

(3)由结-壳稳态热阻得到在给定壳温条件下的结-壳传热方程，从而得到结-壳传热功耗曲线。IGBT的结-壳稳态热阻实际测得为R_thJC＝0.35℃/W，设定壳温条件为80℃，则结-壳稳态传热方程为：

$P_{\mathrm{cool}}\left(T\right)=\frac{T_j-353}{0.35}---\left(28\right)$

(4)由给定的IGBT参数值和设计值得到IGBT总功耗的温度特性曲线，电路条件为：电压600V，占空比0.5，设电流为75A，给定开关频率初始赋值为5kHz，带入式(26)得到IGBT总功耗的温度曲线；

(5)联立IGBT总功耗的温度曲线和传热功耗曲线进行热平衡分析，如附图4所示，其中IGBT总功耗为图中虚线，可知两条曲线相交于两点，则分别对应于结温的热稳定解和非稳定解，表明结温还可以提高；

(6)调整设计参数的初始值，即开关频率从5kHz开始慢慢增加，当增加到6.6kHz时两条曲线发生相切，如附图4中实线所示IGBT总功耗的温度特性曲线，得到极限结温大约为210℃，小于本征温度，因此得到电流为75A时的开关频率极限为6.6kHz。

(7)调整电流从50A到100A，采用上述方法得到在各个电流点时的开关频率极限，然后改变壳温从80℃到100℃得到在不同电流下的开关频率极限，拟合成如附图5所示的曲线。

本发明采用的设计理念为大容量特种电力电子系统的工程应用奠定了坚实的基础，也涵盖了常规的大容量电力电子系统的极端应用情况，可完全移植和推广应用到常规大容量电力电子系统的优化设计中。

除上述实例外，本发明针对不同器件类型还可以有其它实施方式，凡采用等同替换或等效变换形成的技术方案，均落在本发明要求的保护范围内。

Claims (6)

1.一种提高电能变换装置功率密度的方法，其特征在于，该方法包括下述步骤：

(1)建立IGBT总功耗P模型为：P＝P_on+P_off+P_sw；

其中，P_on为IGBT的导通功耗，P_sw为IGBT的开关功耗，P_off为IGBT的断态功耗；

(2)计算工作温度T_j时IGBT的内部参数，以及半导体物理常数；根据得到的内部参数和半导体物理常数得到IGBT总功耗与温度T_j的关系，即IGBT总功耗的温度曲线；

工作温度T_j时IGBT的内部参数，包括过剩载流子寿命τ(T_j)、栅极门槛电压V_th(T_j)、跨导K_p(T_j)和发射极电子饱和电流I_sne(T_j)；材料的半导体物理常数，包括本征载流子浓度、载流子迁移率和扩散系数；

(3)由结-壳稳态热阻R_thJC得到在给定壳温T_c条件下的结-壳传热方程，从而得到结-壳传热功耗曲线；

(4)在IGBT的电压、电流、开关频率和占空比四个参数中任意三个，根据其预先设定的值，对第四个参数进行极限设计，得到结温的极限工作点；

(5)将得到的第四个参数尽限使用值作为电能变换装置中IGBT参数使用，以提高电能变换装置的功率密度。

2.根据权利要求1所述的提高电能变换装置功率密度的方法，其特征在于，步骤(4)具体包括下述过程：

(4.1)首先对第四个参数给定一个初始赋值；

(4.2)根据预先设定的三个参数的值以及第四个参数的赋值，仿真得到IGBT总功耗的温度曲线；

(4.3)联立IGBT总功耗的温度曲线和结-壳传热功耗曲线进行热平衡分析，若两条曲线相交于两点，转入步骤(4.4)；若两条曲线相切，转入步骤(4.5)；若两条曲线没有交点，转入步骤(4.6)；

(4.4)分别对应于结温的热稳定解和非稳定解，表明结温还可以提高，即增大第四个参数的赋值，转入步骤(4.2)；

(4.5)则为临界热平衡状态，即达到热平衡的最高结温，此时IGBT总功耗和参数值都不能再增大，IGBT实现了尽限使用，转入步骤(5)；

(4.6)为热非平衡状态，减小第四个参数的赋值，转入步骤(4.2)。

3.根据权利要求1或2所述的提高电能变换装置功率密度的方法，其特征在于，在步骤(1)中，

P_on＝I×V_on×D

其中，I为IGBT导通电流，D为IGBT工作时的占空比，其取值范围为(0，1]；

V_on＝V_ch+V_qnb+V_PN

V_ch为IGBT内部MOSFET沟道压降，表示为：

$V_{\mathrm{ch}}=\frac{I_{\mathrm{mos}}}{K_p(V_{\mathrm{gs}}-V_{\mathrm{th}})}$

K_p为IGBT内部MOSFET跨导；V_gs为IGBT栅极驱动电压；V_th为IGBT栅极门槛电压；I_mos为IGBT内部沟道电流，表示为：

$I_{\mathrm{mos}}=\frac{P_0^2{I}_{\mathrm{sne}}}{n_i^2}+\frac{q{P}_0{\mathrm{AD}}_L}{L}[\cot \left(\frac{W}{L}\right)-\frac{1}{\sin \left(\frac{W}{L}\right)}]$

式中：I_sne为发射极反向电子饱和电流；D_L为IGBT基区双极扩散系数；

为IGBT基区双极扩散长度，τ为IGBT基区内过剩载流子寿命；P₀为IGBT内部P+发射/N+结处的过剩空穴浓度，A为IGBT内部硅芯片有效工作面积；W为IGBT基区空间电荷区的宽度，n_i为本征载流子浓度，q为电子电荷量；准中性基区压降V_qnb由电子准费米电势梯度积分得到：

$V_{\mathrm{qnb}}=\frac{\mathrm{IW}}{(1+\frac{1}{b_L}){\mathrm{\μ}}_n{\mathrm{Aqn}}_{\mathrm{eff}}}-\frac{D_L}{{\mathrm{\μ}}_n}\ln \frac{P_0+N_B}{N_B}$

式中：I为IGBT导通电流，b_L为IGBT基区双极迁移率，μ_n为电子迁移率，N_B为IGBT基区掺杂浓度；n_eff为IGBT准中性基区有效电子浓度，表示为：

$n_{\mathrm{eff}}=\frac{\frac{W}{2L}\sqrt{N_B^2+P_0^2{\csc }^2\left(\frac{W}{L}\right)}}{\arctan [\frac{\sqrt{N_B^2+P_0^2{\csc }^2\left(\frac{W}{L}\right)\tan \left(\frac{W}{2L}\right)}}{N_B+P_0\csc \left(\frac{W}{L}\right)\tan \left(\frac{W}{2L}\right)}}$

PN结压降V_PN表示为：

$V_{\mathrm{PN}}=\frac{2\mathrm{kT}}{q}\ln \left(\frac{P_0}{n_i}\right)$

式中：k为波尔兹曼常数，T为绝对温度。

4.根据权利要求3所述的提高电能变换装置功率密度的方法，其特征在于，在步骤(1)中，

其中，

P_sw＝(E_on+E_off)×f

f为IGBT的开关频率，E_on为IGBT单次开通能量；E_off为IGBT单次关断能量。

5.根据权利要求4所述的提高电能变换装置功率密度的方法，其特征在于，在步骤(1)中，

P_off＝I_leak×V×(1-D)

其中，D为IGBT工作时的占空比，其取值范围为(0，1]，V为IGBT集-射极电压；

$I_{\mathrm{leak}}=\frac{{\mathrm{Aqn}}_i^2\sqrt{D_p}}{N_B\sqrt{{\mathrm{\τ}}_p}}+\frac{{\mathrm{Aqn}}_{i}W}{{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{sc}}}$

D_p为空穴的扩散系数；τ_p为IGBT基区空间电荷区空穴寿命；τ_sc是IGBT基区空间电荷区中额外载流子的产生寿命；W为IGBT基区空间电荷区的宽度，表示为：

$W=W_B-\sqrt{\frac{{2\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{si}}V}{{\mathrm{qN}}_B}}$

式中：W_B为IGBT基区宽度，ε_si为硅的介电常数。

6.根据权利要求5所述的提高电能变换装置功率密度的方法，其特征在于，

对于非穿通型IGBT，过剩空穴浓度P₀为P+发射极/N-结处的过剩空穴浓度，表示为：

$P_0=\frac{-q{\mathrm{AD}}_L{n}_i^2\cot \left(\frac{W}{L}\right)+\sqrt{{\left(q{\mathrm{AD}}_L{n}_i^2\cot \left(\frac{W}{L}\right)\right)}^2+{4I}_{\mathrm{sne}}{L}^2{n}_i^{2}I\·\frac{b_L}{1+b_L}}}{{2I}_{\mathrm{sne}}L}$

对于穿通型IGBT，过剩空穴浓度P₀为N+缓冲层/N-结处的过剩空穴浓度，可表示为：

$P_0=\frac{-c+\sqrt{c^2+4(b-\mathrm{ad}){\mathrm{aI}}_T}}{2(b-\mathrm{ad})}$

其中a、b、c和d分别为：

$a=\frac{D_{\mathrm{pH}}}{L_{\mathrm{pH}}}\csc \left(\frac{W_H}{L_{\mathrm{pH}}}\right)-\frac{1}{(1+b_L)}[\frac{I_{\mathrm{sne}}{N}_H}{{\mathrm{qn}}_i^2}+\frac{D_{\mathrm{pH}}}{L_{\mathrm{pH}}}\cot \left(\frac{W_H}{L_{\mathrm{pH}}}\right)$

$b=\frac{D_{\mathrm{pH}}}{L_{\mathrm{pH}}{N}_H}\{\cot \left(\frac{W_H}{L_{\mathrm{pH}}}\right)-\frac{1}{(1+b_L)}\csc \left(\frac{W_H}{L_{\mathrm{pH}}}\right)\}\×[\frac{I_{\mathrm{sne}}{N}_H}{n_i^2}+\frac{{\mathrm{qAD}}_{\mathrm{pH}}}{L_{\mathrm{pH}}}\cot \left(\frac{W_H}{L_{\mathrm{pH}}}\right)]$

$c=[\frac{I_{\mathrm{sne}}{N}_H}{n_i^2}+\frac{{\mathrm{qAD}}_{\mathrm{pH}}}{L_{\mathrm{pH}}}\cot \left(\frac{W_H}{L_{\mathrm{pH}}}\right)]\frac{D_L}{L}\cot \left(\frac{W}{L}\right)$

$d=\left(\frac{{\mathrm{qAD}}_{\mathrm{pH}}}{N_H{L}_{\mathrm{pH}}}\right)\csc \left(\frac{W_H}{L_{\mathrm{pH}}}\right)$

式中：D_pH为IGBT缓冲层内空穴扩散系数；L_pH为IGBT缓冲层内的扩散长度；W_H为IGBT缓冲层宽度；N_H为IGBT缓冲层掺杂浓度。

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