CN102594738B - 一种频偏估计方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种频偏估计方法及装置，用以提高LTE FDD下行系统中的频偏估计的准确性。本发明提供的一种频偏估计方法包括：利用第一同步信号的信道冲激响应，对接收到的第二同步信号进行重构，得到第二同步信号的重构信号；对接收到的第二同步信号进行解调，对解调后得到的第二同步信号，与第二同步信号的重构信号进行比较，根据比较结果确定频偏估计值。

Description

一种频偏估计方法及装置

技术领域

本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种频偏估计方法及装置。

背景技术

在长期演进(LTE，Long Term Evolution)频分双工(FDD，Frequency DivisionDuplexing)下行系统中，采用的是正交频分复用(OFDM，Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing)技术。在通信系统中当移动终端和基站的晶振没有对准时，下行OFDM信号会受到固定频偏的影响，或者是终端以较大的速度运行时，其产生的多普勒效应也会在系统中引入频偏。当这种频偏较大时，会带来子载波之间的相互干扰，从而影响接收机的解调性能和系统吞吐量。

频偏估计技术已成为现代无线通信系统中的核心技术。传统的频偏估计方案，是基于导频进行的，而导频间的时间间隔往往比较大，较大的时间间隔有可能引起相位翻转，这样不能准确地估计出频偏，即频偏估计的准确性不高，尤其是在对一些较大的频偏进行估计时。

发明内容

本发明实施例提供了一种频偏估计方法及装置，用以提高LTE FDD下行系统中的频偏估计的准确性。

本发明实施例提供的一种频偏估计方法包括：

利用第一同步信号的信道冲激响应，对接收到的第二同步信号进行重构，得到第二同步信号的重构信号；

对接收到的第二同步信号进行解调，对解调后得到的第二同步信号，与第二同步信号的重构信号进行比较，根据比较结果确定频偏估计值。

本发明实施例提供的一种频偏估计装置包括：

信号重构单元，用于利用第一同步信号的信道冲激响应，对接收到的第二同步信号进行重构，得到第二同步信号的重构信号；

比较确定单元，用于对接收到的第二同步信号进行解调，对解调后得到的第二同步信号，与第二同步信号的重构信号进行比较，根据比较结果确定频偏估计值。

本发明实施例，利用第一同步信号的信道冲激响应，对接收到的第二同步信号进行重构，得到第二同步信号的重构信号；对接收到的第二同步信号进行解调，对解调后得到的第二同步信号，与第二同步信号的重构信号进行比较，根据比较结果确定频偏估计值，从而实现了在LTE FDD下行系统中利用同步信号进行频偏估计，得到更加准确的频偏估计值，即使对较大的频偏值，也可以准确地估计到。

附图说明

图1为本发明实施例提供的一种频偏估计方法的流程示意图；

图2为本发明实施例提供的一种频偏估计装置的结构示意图。

具体实施方式

本发明实施例提供了一种频偏估计方法及装置，用以提高LTE FDD下行系统中的频偏估计的准确性。

本发明实施例结合LTE FDD下行系统帧结构的特点，考虑到主同步信号和辅同步信号之间的间隔小于0.1ms，提出了一种基于同步信号进行频偏估计的方案，从而可以准确地估计出大频偏。并且，进一步还根据OFDM系统方程，考虑系统中子载波之间干扰(ICI，Intercarrier Interference)的影响，并消除ICI影响。

参见图1，本发明实施例提供的一种频偏估计方法，包括步骤：

S101、利用第一同步信号的信道冲激响应，对接收到的第二同步信号进行重构，得到第二同步信号的重构信号。

S102、对接收到的第二同步信号进行解调，对解调后得到的第二同步信号，与第二同步信号的重构信号进行比较，根据比较结果确定频偏估计值。

较佳地，所述利用第一同步信号的信道冲激响应，对接收到的第二同步信号进行重构，得到第二同步信号的重构信号，包括：

在预先设置的频偏估计值的取值范围内，选取多个频偏估计值；

利用每一选取的频偏估计值，以及第一同步信号的信道冲激响应，对接收到的第二同步信号进行重构，得到每一选取的频偏估计值对应的第二同步信号的重构信号。

较佳地，所述对解调后得到的第二同步信号，与第二同步信号的重构信号进行比较，包括：

对解调后得到的第二同步信号，与每一选取的频偏估计值对应的第二同步信号的重构信号进行比较。

较佳地，所述比较结果，包括：解调后得到的第二同步信号，与每一选取的频偏估计值对应的第二同步信号的重构信号的误差；

所述根据比较结果确定频偏估计值，包括：

确定解调后得到的第二同步信号，与每一选取的频偏估计值对应的第二同步信号的重构信号的误差中的最小误差；

确定最小误差对应的第二同步信号的重构信号，将该重构信号对应的频偏估计值，作为最终确定的频偏估计值。

较佳地，所述比较结果，包括：解调后得到的第二同步信号，与每一选取的频偏估计值对应的第二同步信号的重构信号的每一采样点的误差的平方和；

所述根据比较结果确定频偏估计值，包括：

确定解调后得到的第二同步信号，与每一选取的频偏估计值对应的第二同步信号的重构信号的每一采样点的误差的平方和中的最小平方和；

确定最小平方和对应的第二同步信号的重构信号，将该重构信号对应的频偏估计值，作为最终确定的频偏估计值。

所述第一同步信号为主同步信号，所述第二同步信号为辅同步信号；或者，

所述第一同步信号为辅同步信号，所述第二同步信号为主同步信号。

下面结合公式给出本发明实施例提供的技术方案的详细说明。

下行发射信号在终端经过OFDM解调后可表示为：

$Y\left(k\right)=\left(X\left(k\right)H\left(k\right)\right)\left\{\frac{\sin \left(\mathrm{\π\γ}\right)}{N\sin \left(\frac{\mathrm{\π\γ}}{N}\right)}\right\}\exp \left(\mathrm{j\π\γ}\frac{N-1}{N}\right)+I\left(k\right)+W\left(k\right)$ ......公式(一)

公式(一)中k表示同步信号所在的子载波的索引，X为基站发射的同步信号，Y为终端对基站发射的同步信号进行OFDM解调后得到的同步信号。H为同步信号的信道冲激响应，I为相邻子载波引入的干扰，W为噪声。γ是归一化的频率偏移值，γ＝frequency_offset/Δf，其中frequency_offset是频偏估计值，Δf是子载波间的频率间隔。N为傅里叶逆变换(IFFT，Inverse Fast FourierTransform)的点数。并且有：

$I\left(k\right)=\underset{l=0,l\≠k}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(X\left(l\right)H\left(l\right)\right)\left\{\frac{\sin \left(\mathrm{\π\γ}\right)}{N\sin \left(\frac{\mathrm{\π}(l-k+\mathrm{\γ})}{N}\right)}\right\}\exp \left(\mathrm{j\π\γ}\frac{N-1}{N}\right)\exp (-\mathrm{j\π}\frac{l-k}{N})$ ...公式(二)

公式(二)中的l也表示同步信号所在的子载波的索引。

公式(一)可以用矩阵形式表示为：

y＝M(f)diag(X)h+n......公式(三)

其中，M(f)为Toeplitz矩阵，f为频偏值，h为信道估计值，n为噪声。

并且，矩阵M(f)＝(α_k，l)的各个元素表示如下：

......公式(四)

其中，当l≠k时，表示子载波l与子载波k为相邻的子载波，当k＝l时，表示同一子载波。

基于上述分析，以利用主同步信号的信道冲激响应对辅同步信号进行重构为例，频偏估计具体包括：

步骤一、基站发射的主同步信号记为PSS(Primary SynchronizationSignals)，终端对接收到的主同步信号进行解调后得到的主同步信号记为PSS_rx，根据公式(三)，主同步信号的信道冲激响应可表示为：

h＝diag^-1(PSS)M^-1(f)PSS_rx......公式(五)

其中，PSS的模为1，diag^-1(PSS)＝diag^*(PSS)，^*表示共轭运算；为了简化算法的复杂度，M^-1(f)可用M(-f)来代替，因此有：

h＝diag^*(PSS)M(-f)PSS_rx......公式(六)

步骤二、基站发射的辅同步信号记为SSS(Secondary SynchronizationSignals)，终端对接收到的辅同步信号进行解调后得到辅同步信号记为SSS_rx，本发明实施例中考虑到主同步信号和辅同步信号之间的间隔小于0.1ms，因此认为主同步信号和辅同步信号的信道冲激响应是一样的，可以依据主同步信号的信道冲激响应对终端接收到的辅同步信号进行重构(同样地，也可以依据辅同步信号的信道冲激响应对终端接收到的主同步信号进行重构)，重构得到的辅同步信号记为SSS_reconfig，并且有：

SSS_reconfig＝M(f)diag(SSS)he^j2πfΔt......公式(七)

其中，Δt为PSS和SSS在时间上的间隔。

步骤三、根据步骤一、二，以一定的步长f_step来遍历预设的频偏值的取值范围[min_f，max_f]内的所有值，以频偏f作为输入，分别得到M(f)和M(-f)，然后可以得到一组长度为的重构的SSS_reconfig序列。

步骤四、对SSS_reconfig和SSS_rx进行比较，得到的比较结果如下：

err＝sum(abs(SSS_reconfig-SSS_rx).^2)......公式(八)；或者

err＝sum(abs(SSS_reconfig-SSS_rx))......公式(九)

公式(八)中的err表示解调后得到的辅同步信号，与每一选取的频偏估计值对应的辅同步信号的重构信号的每一采样点的误差的平方和；

公式(九)中的err表示解调后得到的辅同步信号，与每一选取的频偏估计值对应的辅同步信号的重构信号的误差的和。

那么，最小的err所对应的f即是最终确定的频偏估计值。

本发明实施例提供的技术方案，对最小err的搜索采用了穷举法，实现中，还可以结合实际系统，考虑更为快速的黄金分割搜索法、二次搜索法等快速算法。

下面给出一个具体实施例的说明。

LTE下行系统中，主同步信号和辅同步信号均占据系统带宽中间部分6个资源块(RB)的带宽。6个RB中又有10个子载波的保护间隔，除去保护间隔，可以取4个完整的RB来做频偏估计。同时，考虑到简化算法的复杂度，4个RB逐一来做ICI消除和SSS的重构，这样，相应的M(f)是一个12×12的方阵；进一步的，可以认为子载波间干扰主要来自相邻的3个子载波，M(f)是一个Toeplitz矩阵。

不失一般性，取频偏估计值f的遍历范围为min_f＝-1000到max_f＝1000，f_step＝100。即预设的频偏估计值的取值范围是[-1000，1000]，该范围的确定，可以根据实际应用场景的需要进行设定，例如对于高速铁路的应用场景，可以设置该范围为[-1500，1500]。

f从-1000开始取，然后依次取-900、-800、-700......直到取到1000为止。

对于每次取的f，执行以下操作：

根据本次取的f，分别计算得到M(f)和M(-f)。

根据公式(六)h＝diag^*(PSS)M(-f)PSS_rx，逐一对4个RB中的子载波进行ICI的去除，由于每个RB中包含12个子载波，因此得到长度为48的PSS信道冲激响应。

根据公式(七)SSS_reconfig＝M(f)diag(SSS)he^j2πfΔt，逐一对4个RB内的SSS进行重构，可以得到长度为48的SSS重构序列SSS_reconfig。

计算SSS重构序列SSS_reconfig和终端接收到的辅同步信号SSS的每个采样点的误差的平方和，记为err，并将其记录下来。

重复上述操作，直到遍历完所有选取的频偏估计值。

根据记录的所有err，找到其中的最小值，则该最小值对应的f，即是最终确定的频偏估计值。

参见图2，本发明实施例提供的一种频偏估计装置，包括：

信号重构单元101，用于利用第一同步信号的信道冲激响应，对接收到的第二同步信号进行重构，得到第二同步信号的重构信号；

比较确定单元102，用于对接收到的第二同步信号进行解调，对解调后得到的第二同步信号，与第二同步信号的重构信号进行比较，根据比较结果确定频偏估计值。

较佳地，所述信号重构单元101，在预先设置的频偏估计值的取值范围内，选取多个频偏估计值；利用每一选取的频偏估计值，以及第一同步信号的信道冲激响应，对接收到的第二同步信号进行重构，得到每一选取的频偏估计值对应的第二同步信号的重构信号。

较佳地，所述比较确定单元102，包括：

比较单元201，用于对解调后得到的第二同步信号，与每一选取的频偏估计值对应的第二同步信号的重构信号进行比较；

确定单元202，用于根据比较结果确定频偏估计值。

较佳地，所述比较单元201得到的比较结果，包括：解调后得到的第二同步信号，与每一选取的频偏估计值对应的第二同步信号的重构信号的误差；

所述确定单元202包括：

最小值确定单元301，用于确定解调后得到的第二同步信号，与每一选取的频偏估计值对应的第二同步信号的重构信号的误差中的最小误差；

最终确定单元302，用于确定最小误差对应的第二同步信号的重构信号，将该重构信号对应的频偏估计值，作为最终确定的频偏估计值。

较佳地，所述比较单元201得到的比较结果，包括：解调后得到的第二同步信号，与每一选取的频偏估计值对应的第二同步信号的重构信号的每一采样点的误差的平方和；

所述确定单元202包括：

最小值确定单元301，用于确定解调后得到的第二同步信号，与每一选取的频偏估计值对应的第二同步信号的重构信号的每一采样点的误差的平方和中的最小平方和；

最终确定单元302，用于确定最小平方和对应的第二同步信号的重构信号，将该重构信号对应的频偏估计值，作为最终确定的频偏估计值。

综上所述，本发明实施例，利用第一同步信号的信道冲激响应，对接收到的第二同步信号进行重构，得到第二同步信号的重构信号；对接收到的第二同步信号进行解调，对解调后得到的第二同步信号，与第二同步信号的重构信号进行比较，根据比较结果确定频偏估计值，从而实现了在LTE FDD下行系统中利用同步信号进行频偏估计，得到更加准确的频偏估计值，即使对较大的频偏值，也可以准确地估计到。另外，本发明实施例还在频偏估计中利用系统方程有效去除了ICI的影响。

本领域内的技术人员应明白，本发明的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本发明可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本发明可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器和光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。

本发明是参照根据本发明实施例的方法、设备(系统)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。

这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。

这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (5)

1.一种频偏估计方法，其特征在于，该方法包括：

利用第一同步信号的信道冲激响应，在预先设置的频偏估计值的取值范围内，选取多个频偏估计值，利用多个频偏估计值对接收到的第二同步信号进行重构，得到多个第二同步信号的重构信号；

对接收到的第二同步信号进行解调，对解调后得到的第二同步信号，确定解调后得到的第二同步信号与每一个第二同步信号的重构信号的误差中的最小误差；

根据所述最小误差确定频偏估计值，包括：确定所述最小误差对应的第二同步信号的重构信号，将该重构信号对应的频偏估计值，作为最终确定的频偏估计值。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述确定解调后得到的第二同步信号与每一个第二同步信号的重构信号的误差中的最小误差，包括：

将解调后得到的第二同步信号，与每一选取的频偏估计值对应的第二同步信号的重构信号的每一采样点的误差的平方和中的最小平方和作为所述误差；

所述根据所述最小误差确定频偏估计值，包括：

确定最小平方和对应的第二同步信号的重构信号，将该重构信号对应的频偏估计值，作为最终确定的频偏估计值。

3.一种频偏估计装置，其特征在于，该装置包括：

信号重构单元，用于利用多个频偏估计值，在预先设置的频偏估计值的取值范围内，选取多个频偏估计值，利用第一同步信号的信道冲激响应，对接收到的第二同步信号进行重构，得到每一选取的频偏估计值对应的第二同步信号的重构信号；

比较确定单元，用于对接收到的第二同步信号进行解调，确定解调后得到的第二同步信号，与每一选取的频偏估计值对应的第二同步信号的重构信号的误差中的最小误差；

根据所述最小误差确定频偏估计值，包括：确定所述最小误差对应的第二同步信号的重构信号，将该重构信号对应的频偏估计值，作为最终确定的频偏估计值。

4.根据权利要求3所述的装置，其特征在于，所述比较确定单元，包括：

比较单元，用于对解调后得到的第二同步信号，与每一选取的频偏估计值对应的第二同步信号的重构信号进行比较；

确定单元，用于确定解调后得到的第二同步信号，与每一选取的频偏估计值对应的第二同步信号的重构信号的误差，根据所述误差确定频偏估计值。

5.根据权利要求4所述的装置，其特征在于，所述比较单元得到的比较结果，包括：解调后得到的第二同步信号，与每一选取的频偏估计值对应的第二同步信号的重构信号的每一采样点的误差的平方和；

所述确定单元包括：

最小值确定单元，用于确定解调后得到的第二同步信号，与每一选取的频偏估计值对应的第二同步信号的重构信号的每一采样点的误差的平方和中的最小平方和，作为所述误差；

最终确定单元，用于确定最小平方和对应的第二同步信号的重构信号，将该重构信号对应的频偏估计值，作为最终确定的频偏估计值。