CN102571113A - 接收机及其符号解码器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种在高斯频移键控通信系统中能够基于至少一个先前符号、当前符号及至少一个后续符号上的信息而对所述当前符号进行解码的接收机，所述接收机包含鉴频器；第一查询表，其储存多个位元模式、多个模式索引以及映射模式；计算器，其自所述鉴频器接收一组连续符号，并计算该组连续符号与所述这些映射模式中的每一个之间的距离值；比较器，其通过比较来自所述计算器的所述这些距离值而辨识出所述这些映射模式中具有最小距离值的一个；以及存储器模块，所述存储器模块输出储存在所述第一查询表(LUT)的所述这些位元模式中之一个的中间位元。

Description

接收机及其符号解码器

技术领域

本发明涉及通信系统中的接收机，尤其涉及在无线通信系统中能够基于先前，当前及后续符号的信息而对当前符号进行解码的接收机。

背景技术

在无线通信系统中，符号间干扰(Inter-symbol-interference，ISI)由于多径传输及/或滤波而造成。大致上会需要发射机滤波来降低或最小化波段外寄生信号发射。再者，会需要接收机滤波来排除相邻波段干扰与接收机噪声。因为多径传输在无线频道中很常见，所以ISI效应需要在该接收机处减轻。

总之，按位元解码器在当忽略ISI效应时一次可以解码一个符号。判决反馈(Decision-feedback，DF)解码器可以通过使用先前符号(或多个先前符号)的决策来估计与移除来自所述这些先前符号的干扰而以符号速率解码当前的符号，而最大似然(Maximum-likelihood，ML)解码器可以最优化地找出解码位元的最有可能的串流。

对于高斯频移键控(Gaussian Frequency Shift Keying，GFSK)信号，鉴频器式的GFSK接收机公开于R.Schiphorst等人提出的“蓝牙解调制算法与其性能”(Bluetooth Demodulation Algorithms and Their Performance)及H.Darabil等人提出的“蓝牙的2.4-GHz CMOS收发机”(A 2.4-GHz CMOSTransceiver for Bluetooth)。但是，这些简单的按位元鉴频器式接收机可能无法达到想要的性能。在由Soltanian等人(以下称之为“Soltanian”)提出的“衰落色散信道与干扰中蓝牙系统性能”(Performance of the BluetoothSystem in Fading Dispersive Channels and Interference)中，近ML解码器被揭示其考虑到在发射机中高斯滤波器所造成的ISI效应，其可对照按位元

解码器来增进接收机的灵敏度性能。但是，所述近ML解码器可能太复杂以致于不能在掌上型装置实现，例如蓝牙耳机。L.Lampe，R.Schober及M.Jain所提出蓝牙系统的“非同调序列检测接收机”(NoncoherentSequence Detection Receiver for Bluetooth Systems)揭示另一种近ML解码器，其使用由P.Laurent(以下称之为Laurent)在通过叠加振幅调制的脉冲(Amplitude Modulated Pulses，AMP)的数位相位调制的准确与近似构造”(Exact and Approximate Construction of Digital Phase Modulations bySuperposition of Amplitude Modulated Pulses(AMP))中提出的分解及维特比(Viterbi)解码器来找出解码的位元的最可能的串流。但是，这种近ML解码器的性能对于不确定参数会很敏感，例如相位，频率偏移及/或调制索引h。

再者，在Y.Iwanami提出的“利用限制器-鉴频器检测的窄波段数字FM信号的序列估计方式的性能”(Performance of Sequence Estimation Schemeof Narrowband Digital FM Signals with Limiter-Discriminator Detection)中，具有鉴频器输出的次最优化DF及/或ML接收机对于数字FM信号做解释是假设在该鉴频器输出处的噪声为相加的零均值独立同分布(IndependentIdentically Distributed，I.I.D.)高斯噪声。虽然这些接收机由于它们噪声特性而距离所述最优化接收机相当远，其仍需要有效的性能增益。

蓝牙为无线通信装置的一种标准。在无线电规则中，像是2004年11月4日发行的“蓝牙系统2.0+EDR规格书”，其使用GFSK调制“基本速率”传输，其中GFSK调制的带宽周期乘积(Bandwidth-period product，BT)为0.5(即BT＝0.5)，而该调制索引h在0.28与0.35之间。再者，对于GFSK调制，一个符号代表一个位元，其中二元值“1”由GFSK波形表示成正频率偏差，而二元值“0”由GFSK波形表示成负频率偏差。

图1为在使用GFSK调制的常用通信系统10中发射机与接收机的示意图。请参照图1，1与0的二元值数据可在传送通过由频率调制器104所跟随的高斯滤波器102之前由非归零(Non-Return-To-Zero，NRZ)转换器100转换成非归零信号。将b_n(为“0”或“1”)表示成第n个信息位元。对于给定的信息位元流，非归零转换器100的输出可表示成：

$x\left(t\right)=\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^{b_n+1}\mathrm{\Π}(t-n{T}_s)$ 其中

在上式中，T_s为该符号周期，对于蓝牙而言为1μs。在由频率调制器104调制之后(细节在以下提供)，该二元值数据即被升频到射频(RadioFrequency，RF)信号，并由射频发射机106作为射频信号传送。在该接收机侧处，收到的射频信号的相对应接收路径可以包括射频接收机及滤波器108，鉴频器(frequency discriminator)110，滤波器112以及按位元解码器114。在收到的射频信号由射频接收机及滤波器108被降频到复数基频信号(包括实数部分“I”及虚数部分“Q”)，实数部分I及虚数部分Q的频率偏差信息可被摄取来依此由鉴频器110产生接收到符号r_n。该接收到符号r_n可在鉴频器110的输出处在正确的时序点被取样并且通过滤波器112进行滤波处理。该取样以及滤波后的符号r_n而后由该按位元解码器114进行处理。该按位元解码器114，可以解码所述收到符号r_n，其中当r_n为正时即解码为二元值“1”，或者当r_n为负时即解码为二元值“0”。GFSK调制与其它另外的架构的更多细节也可见于J.Proakis(以下称之为“Proakis”)提出的“数字通信第4版”(Digital Communications，4th Ed.)。

图2A为图1所示的鉴频器110与按位元解码器114的方框图。请参照图2A，鉴频器110可以包括相位检测器11，微分器12及含有符号时序恢复电路的积分清洗滤波器13。在收到的射频信号被降频到复数基频信号I及Q，并由接收滤波器(滤波器108)滤波之后，相位检测器11基本上可以在该符号速率的整数倍数下运算，且其基于下标为“m”的收到的I及Q取样值的输出可表示如下：

${\mathrm{\φ}}_m={\tan }^{-1}\left(\frac{Q_m}{I_m}\right).$

在上式中，m作为下标，以区别于用于第n个符号的“n”。与相位侦测器11耦合的微分器12可以基于序列导出与该频率偏差成正比例的度量Δφ_m，如下所示：

Δφ_m＝φ_m-φ_m1.

因为Δφ_m基本上以该符号速率的整数倍数来运算，且r_n仅在实际为该符号速率时才需要，含有符号时序恢复电路的积分清除滤波器(integrateand dump filter)13基本上可以用在由Δφ_m序列导出正确的符号时序，并对该Δφ_m序列进行适当地滤波以及向下取样，以得到该r_n序列。接着，按位元解码器114可以解码收到的符号r_n，如果r_n为正时即产生二元值“1”位元，如果r_n为负时，即产生二元值“0”位元。

请再次参照图1，如果在发射机侧与接收机侧处的滤波效果被忽略，对应于传送的数据位元“1”的鉴频器输出为成比例的传送高斯脉冲：πh∏(t)*g(t)，在稍后关联到图3到图4提供有该传送的高斯脉冲的详细说明。在此实施例中，按位元解码器114，通过含有符号时序恢复电路的积分清洗滤波器13，可以在其正尖峰处取样该鉴频器输出，并利用适当恢复的符号时序输出解码的位元“1”。类似地，传送的“0”可出现在该鉴频器输出处作为负比例调整传送的高斯脉冲，标示为πh∏(t)*g(t)，且按位元解码器114可以在其负尖峰处取样该鉴频器输出，并输出解码的位元0。总而言之，说明一种常用鉴频器110，其包括相位检测器11、微分器12及含有符号时序恢复电路的积分清洗滤波器13。此鉴频器可用于取得GFSK符号解码的r_n序列。

用b来代表N×1信息向量，以信息位元b_n作为其元素，然后b可表示成：

b＝[b₀ b₁…b_n…b_N-1]^T，

其中b_n∈{0，1}及n为符号时间的下标。

也用r来代表N×1收到向量，其具有由鉴频器110产生的收到符号r_n作为其元素，则r可表示成：

r＝[r₀ r₁…r_n…r_N-1]^T。

请注意到信息向量b的元素个数及收到的向量r_n由于前导位元(preamble bits)而不同，其可假设为在该信息向量b中的所述这些信息位元。

再者，r也可表示成：

r＝y(b)+n

其中N×1向量y(b)可代表没有噪声的所述这些信号，但可以包括由于每一次滤波造成的影响，例如高斯滤波器，该发射机滤波器及在该接收机处的滤波。由无线频道进行的滤波通常可忽略。

再者，由信息向量b映射到向量y(b)可预先计算成：

$y_n=\underset{-L/2}{\overset{L/2}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l\·{(-1)}^{1+b_{n-l}}$

其中y_n为所述向量y(b)的元素，且h₁为所述这些滤波器的复合脉冲响应。

由Proakis得知，最优化最大可能性序列检测(Maximum-likelihoodsequence detection，MLSD)解码器的第n个解码的位元

可表示成：

${\hat{b}}_{n,\mathrm{MLSD}}=\underset{{\tilde{b}}_n}{\arg \max }\left\{\underset{\underset{\‾}{b}:{\tilde{b}}_n}{\max }P\left(\underset{\‾}{r}\right|\underset{\‾}{y}\left(\underset{\‾}{b}\right))\right\},$

其中P(r|y(b))为给定y(b)之下r的条件式机率，而“b:b_n”代表与b_n(即一位)的所有可能的b(即一序列)相符合。但是，所属技术领域的技术人员可了解到最优化MLSD解码器很难实现。

次最优化MLSD解码器可由假设噪声作为加入式i.i.d.高斯噪声来开发，其中第n个解码的位元

可以表示成：

${\hat{b}}_{n,S-\mathrm{MLSD}}=\underset{{\tilde{b}}_n}{\arg \min }\left\{\underset{\underset{\‾}{b}:{\tilde{b}}_n}{\min }{|\underset{\‾}{r}-\underset{\‾}{y}\left(\underset{\‾}{a}\right)|}^2\right\}.$

上述的按位元解码器可以由另一个次最优化MLSD解码器取代来增进编码增益。图2B为鉴频器110与次最优化MLSD解码器(即维特比(Viterbi)解码器，VD)200的方框图。但是，所属技术领域的技术人员很容易地了解到维特比解码器太复杂以致于不能实现，除非其棚架状态(trellisstate)的数目可降低到4或8，其也称为“截断”维特比解码器。

Laurent提出一种线性近似，所以可使用简化的c₀匹配滤波器作为近似的匹配滤波器接收机，用于实现该最优化解码器。但是，对于像是蓝牙的应用，该GFSK调制的调制索引h可在0.28及0.35之间。在Soltanian提出的维特比解码器在这种调制索引h下会造成不准确，因此其仅对于该调制索引h的变化在0.01之内(即|Δh|≤0.01)才会稳健。类似地，所提出的Laurent-分解式近最优化接收机可发现需要非常准确的h估计。

因此其需要有一种次最优化接收机，其具有简单及对于所述这些不确定参数呈现稳健的解码器，并可应用到使用GFSK调制的单载波通信系统，用于解调制及/或解码GFSK信号。

发明内容

本发明的实施例提供一种在高斯频移键控通信系统中能够基于至少一个先前符号、当前符号及至少一个后续符号上的信息而对所述当前符号进行解码的接收机，该接收机包含鉴频器，其针对在位元序列中的每一个位元而产生符号；第一查询表，其储存多个位元模式，多个模式索引以及映射模式，并且输出所述这些位元模式中的一个，其中每一个位元模式的形式为该位元序列中的一组连续位元，而所述每一个位元模式分别与所述这些映射模式其中的一个相对应，并且所述这些模式索引中的每一个分别与所述这些位元模式中的一个相对应，此外，所述这些映射模式中的每一个包括一组项目，而该组项目中的每一个是通过在符号的波形中的取样时间所进行的属性值运算而得到；计算器，其自鉴频器接收一组连续符号，并计算该组连续符号与所述这些映射模式中的每一个之间的距离值；比较器，其通过比较来自所述计算器的所述这些距离值而辨识出所述这些映射模式中具有最小距离值的一个；以及存储器模块，该存储器模块输出储存在所述第一查询表(LUT)的所述这些位元模式中的一个的中间位元，而所述这些位元模式中的该者与所述模式索引相对应，并且与所述这些映射模式中的被辨识出的一个相对应。

本发明的其它实施例也可提供一种在高斯频移键控通信系统中能够基于至少一个先前符号、当前符号及至少一个后续符号上的信息而对所述当前符号进行解码的接收机，该接收机包含：鉴频器，其针对在位元序列中的每一个位元而产生符号；第一查询表，其储存多个位元模式，多个模式索引以及映射模式，并且输出所述这些位元模式中之一个，其中每一个位元模式的型式为一组(2n+1)个连续位元，而所述每一个位元模式的前导“n”个位元已完成解码，其中“n”为大于或等于“2”的整数，并且所述每一个位元模式分别与所述这些映射模式中的一个相对应，此外，所述这些模式索引中的每一个分别与所述这些位元模式中的一个相对应，并且，所述这些映射模式中的每一个包括一组项目，而该组项目中的每一个是通过在符号的波形中的取样时间所进行的属性值运算而得到；一计算器，其自所述鉴频器接收一组(2n+1)个连续符号，并计算该组(2n+1)个连续符号与所述这些映射模式中的每一个之间的距离值；比较器，其通过比较来自所述计算器的所述这些距离值而辨识出所述这些映射模式中具有最小距离值的一个；以及存储器模块，该存储器模块输出储存在所述第一查询表(LUT)的所述这些位元模式中的一个的中间位元，而所述这些位元模式中的所述位元模式与所述模式索引相对应，因而与所述这些映射模式中的被辨识出的一个相对应。

本发明的另一个实施例也可提供一种在高斯频移键控通信系统中基于至少一个先前符号、当前符号及至少一个后续符号上的信息而对所述当前符号进行解码的方法，该方法包含针对在位元序列中的每一个位元而产生符号；提供第一查询表，其组态为储存多个位元模式及其对应的映射模式，其中每一个位元模式的形式为所述位元序列中的一组连续位元，而所述每一个位元模式分别与所述这些映射模式中的一个相对应，并且，所述这些映像模式中的每一个包括一组项目，而该组项目中的每一个是通过在符号的波形中的取样时间所进行的属性值运算而得到；接收一组连续符号，计算该组连续符号与所述这些映射模式中的每一个之间的距离值；通过比较来自所述计算器的所述这些距离值而辨识出所述这些映射模式中具有最小距离值的一个；以及辨识出所述这些位元模式中与所述辨识出的映射模式的一个相对应，所述辨识出的位元模式的中间位元作为所述符号的已解码位元。

本发明的还一个实施例也提供一种在高斯频移键控通信系统中基于至少一个先前符号、当前符号及至少一个后续符号上的信息而对于所述当前符号进行解码的方法，所述方法包含：针对于在位元序列中的每一个位元而产生符号；提供第一查询表，其组态为储存多个位元模式及其对应的映射模式，其中每一个位元模式的形式为一组(2n+1)个连续位元，而所述每一个位元模式的前导“n”个位元已完成解码，且所述每一个位元模式分别与所述这些映射模式中的一个相对应，而“n”为等于或大于2的整数，并且，所述这些映射模式中之每一个包括一组项目，而该组项目中的每一个是通过在符号的波形中的取样时间所进行的属性值运算而得到；接收一组连续符号；计算该组连续符号与所述这些映射模式中的每一个之间的距离值；通过比较来自所述计算器的所述这些距离值而辨识出所述这些映射模式中具有最小距离值的一个；以及辨识出所述这些位元模式中与所述辨识出的映射模式的一个相对应，所述辨识出的位元模式的中间位元作为所述符号的已解码位元。

在下文的说明中将部分提出本发明的其它特点与优点，而且从该说明中将了解本发明其中一部分，或者通过实施本发明亦可获知。通过权利要求中特别列出的元件及组合将可了解且达到本发明的特点与优点。

应该了解的是，上文的概要说明及下文的详细说明都仅供作例示与解释，其并未限制本文所主张的发明。

附图说明

为让本发明的上述和其它目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举较佳实施例，并配合附图，作详细说明如下。当并同各附图而阅览时，即可更佳了解本发明的前述摘要以及上文详细说明。为达到本发明的说明目的，各附图绘示有现属较佳的各具体实施例。然应了解本发明并不限于所绘的精确排列方式及设备装置。

在各附图中：

图1为采用GFSK调制的公知的通信系统的方框图；

图2A为图1所示的鉴频器与按位元解码器的方框图；

图2B为公知的技术中鉴频器与维特比解码器的方框图；

图3为根据本发明一实施例的通信系统的方框图；

图4为基于图3所表示的高斯滤波器该传送的高斯脉冲数字化实现；

图5为根据本发明一实施例的鉴频器及共同符号解码器的方框图；

图6为根据本发明实施例的鉴频器的输出的眼图；

图7A为根据本发明一实施例的共同符号解码器的方框图；

图7B为根据本发明一实施例的查询表(LUT)模块的方框图；及

图8为根据本发明一实施例中一种解码BT GFSK接收符号的方法的流程图。

主要元件标记说明

10    公知的通信系统

11    相位检测器

12    微分器

13    含有符号时序恢复电路的积分清洗滤波器

30    通信系统

41    相位检测器

42    微分器

43    含有符号时序恢复电路的积分清洗滤波器

44-1  第一缓冲器

44-2  第二缓冲器

44-3    第三缓冲器

46      查询表(LUT)模块

46-1    欧几里得距离计算器

46-2    存储器(储存表3)

46-3    欧几里得距离比较器

100     非归零转换器

102     高斯滤波器g(t)

104     频率调制器

106     射频发射机

108     射频接收机及滤波器

110     鉴频器

112     滤波器

114     按位元解码器

200     维特比(Viterbi)解码器

400     鉴频器

402     共同符号解码器

a 可能的属性值

d 可能的属性值

c 可能的属性值

具体实施方式

虽然本发明已以较佳实施例披露如上，然其并非用以限定本发明，任何所属技术领域的技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许更动与改进，因此本发明的保护范围当视权利要求所界定者为准。

现将详细参照本发明的当前的实施例，其实施例图解在附图之中。尽其可能，所有附图中将依相同元件符号以代表相同或类似的部件。

图3为根据本发明一实施例的通信系统30的方框图。请参照图3，该通讯系统30尤其可以包括位于该接收机侧的鉴频器400及共同符号解码器(Joint symbol decoder，JSD)402。再者，通信系统30可选择性的包括在鉴频器400与共同符号解码器402之间的滤波器(图3中未示出)。

图4所示为基于图3所示的高斯滤波器102g(t)GFSK调制信号传送的高斯脉冲的数字化实现，再参照到图3，高斯滤波器102的脉冲响应可表示成：

$g\left(t\right)=B\sqrt{\frac{2\mathrm{\π}}{\ln 2}}\exp (-\frac{2{\mathrm{\π}}^2{B}^2}{\ln 2}{t}^2)$ 其中，在蓝牙应用中， $B=\frac{1}{2T_s}.$

因为非归零转换器100的输出可表示成：

$x\left(t\right)=\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^{b_n+1}\mathrm{\Π}(t-n{T}_s)$ 其中

该数字化实现可以包括∏(t)*g(t)的复合脉冲响应，其中“*”代表卷积(convolution)。请参照图4，其中f代表该复合脉冲响应在4MHz取样速率下的示例性数字化实现，并且f由f₀，f₁，...，f₈的数值表示。虽然图4将f显示为具有八个片段的片段式线性曲线，当该接收机在正确的时序点对收到的信号进行取样时，该片段式线性曲线中仅有九个取样点具有作用。该曲线为对称是因为复合脉冲响应∏(t/T_s)*g(t/T_s)为对称。此处可看出f₄可以表示所想要的符号脉冲响应在时间轴上被正确地取样的取样点，且第一取样点f₀及最后取样点f₈可以代表分别在解码先前符号及后续符号时的ISI。

基于以上的论述，高斯滤波器102的输出可表示为：

x_g(t)＝x(t)*g(t)

并且，基于高斯滤波器102的输出x_g(t)，频率调制器104可以产生调制的信号，该调制的信号也为基频信号，并可表示成下列等效低通信号：

其中

接着，射频发射机106可以对于该基频信号x_m(t)与载波进行混频，而将该基频信号x_m(t)升频，并产生传送的射频信号，其形式为：

x_RF(t)＝cos(2πf_ct+φ_m(t)+φ₀)

其中f_c为该载波的中心频率，并且φ₀为初始相位。在跳频系统中的蓝牙应用的实施例中，f_c可为2402，2403，2404，...或2480MHz。

在射频接收机及滤波器108中，收到的射频信号可被降频为复数基频信号I及Q，然后频率偏差的信息可由鉴频器400所摄取。

在一实施例中，如果噪声及滤波器失真是可忽略的，则鉴频器400的输出可表示成：

r(t)＝πhx(t)*g(t)。

用r_n代表在收到的信号的第n个符号(当前符号)的波峰(不论是正的或负的波峰)处所进行取样而得到的鉴频器输出，该r_n序列可被供给到JSD402中，而用于针对JSD 402中第n个符号进行解码，而对当前符号进行解码时，则参考及到先前符号r_n-1(第(n-1)个符号)及后续符号r_n+1(第(n+1)个符号)的收到的信息。

图5所示为图3所例示的鉴频器400与共同符号解码器(JSD)402的方框图。请参照图5，鉴频器400可以包括相位检测器41，微分器42以及含有符号时序恢复电路的积分清洗滤波器43。在收到的射频信号被降频为复数基频信号I及Q之后，实数部分信号I及虚数部分信号Q之间的频率偏差的信息可通过与相位检测器11完全相同的运行方式，而由相位检测器41所摄取。通过含有符号时序恢复电路的积分清洗滤波器43，正确的符号时序可被导引出来，而依据正确的符号时序，微分器42可以用与微分器12完全相同的运行方式来产生序列的符号。

再者，JSD 402可以通过使用所收到的先前、当前及后续符号信息对在序列符号中的当前符号进行解码。在一实施例中，JSD 402可以使用两个先前符号(即两个先前位元)及两个后续符号(即两个后续位元)的信息来解码该当前符号，其可以提供所想要的性能与适当的复杂性。然而在其它实施例中，可以使用其它数目的先前符号或后续符号的信息，对该当前符号进行解码。

图6为根据本发明的一实施例之中，对于具有h＝0.35的蓝牙GFSK调制信号的鉴频器400的输出的眼图。请参照图6，在此实施例中X轴代表时间，单位是微秒(μs)，而该调制的信号的符号时间T_s为1μs。再者，Y轴代表鉴频器400的输出，其单位是KHz。在鉴频器400的输出处，基于图4所示的传送的高斯脉冲，而假设该ISI展开1个符号周期到其先前及后续符号。在此实施例中，如果收到的符号r_n代表具有数值为“1”的传送数据位元，则在第n个正确符号时间T_s的鉴频器400输出处，当前符号r_n可具有三个可能的属性值a，d及c。另一方面，如果该当前符号r_n代表具有数值为“0”的传送数据位元，则在鉴频器400输出处可取样而得到另外三个可能的属性值-a，-d、-c。所述这些属性值±a，±d及±c可以反映出鉴频器400的输出处的符号属性，并且所述这些属性值可在该符号的波形中被检测到。必须注意到滤波器效应在此实施例中已经被忽略。对于蓝牙的GFSK调制而言，当传送的高斯脉冲具有图4所示的特性时，传送的“1”或“0”即能够产生三个可能的数值，且上述这种传送的高斯脉冲并非不具有符号间干扰(ISI)。

请参照图4及图6，当传送数据位元“1”时，其可在鉴频器400的输出处被导出，

$a=\frac{h}{4T_s}(f_4-2f_0),$ $d=\frac{{\mathrm{hf}}_4}{2T_s},$ $c=\frac{h}{2T_s}(f_4+2f_0)$

也就是说，如果关于该取样的当前符号传送的数据位元为“1”时，即有三个可能的鉴频器输出：

(1)当先前数据位元、当前数据位元及后续数据位元都等于1时，在鉴频器400的输出处的取样的数值等于“c”；

(2)当当前数据位元为1，且先前数据位元及后续数据位元都为0时，在鉴频器400的输出处的该取样的数值等于“a”；

(3)当当前数据位元为1，且先前数据位元及后续数据位元不相同时，在鉴频器400的输出处的取样的数值等于“d”。

类似地，如果关于该取样的当前符号传送的数据位元为“0”，即有另外三个可能的鉴频器输出：

(4)当先前数据位元、当前数据位元及该后续数据位元都等于0时，在鉴频器400的输出处该取样的数值等于“-c”；

(5)当当前数据位元为0，且先前数据位元及该后续数据位元都为1时，在鉴频器400的输出处的该取样的数值等于“-a”；

(6)当当前数据位元为0，且先前数据位元及后续数据位元不相同时，在鉴频器400的输出处该取样的数值等于“-d”。

在此实施例中，用r_n-2及r_n-1代表在鉴频器400的输出处取样而得到的两个先前符号，用r_n代表在鉴频器400的输出处取样而得到的该当前符号，而用r_n+1及r_n+2代表在鉴频器400的输出处取样而得到的两个后续符号。当传送三个连续位元(b_-1，b₀，b₁)时，可在表1中得到在鉴频器400的输出处的相对应的输出模式。

表1：3个连续传送的位元的可能收到的模式(h＝0.35)

以位元模式111为例，对于第一或最左方位元“1”而言，其先前位元为“0”或“1”。类似地，对于第三或最右方位元“1”而言，其下一个位元为“0”或“1”。因此，为了决定位元模式111可能收到的样式，对于四个可能的位元序列，即01110、01111、11110及11111进行讨论。对于可能的位元序列01110，因为第一个“1”在中间“1”之后及在“0”之前，根据以上规则(3)即指定数值“d”。类似地，根据以上规则(1)，数值“c”被指定给该中间“1”。再者，根据以上规则(3)，另一个“d”被指定给第三个“1”。因此，该位元序列01110可能收到的模式为(d，c，d)。

对于可能的位元序列01111，因为第一个“1”在“0”及“1”之间，根据规则(3)数值“d”被指定。类似地，根据以上规则(1)，数值“c”被指定给该中间“1”。再者，因为第三个“1”在两个“1”之间，根据以上规则(1)，另一个“c”被指定给第三个“1”。因此，该位元序列01111可能收到的样式为(d，c，c)。

类似地，这些位元序列11110及11111可能收到的样式分别为(c，c，d)及(c，c，c)。因此，即可决定位元模式111的四个可能收到的模式。

在表1中，位元模式与四个可能收到的模式相对应。为了使该映射关系更易于实施，在一实施例中，相对于表1中传送的位元模式的所有这些可能收到的模式可被简化为仅包括一个映射模式，该映射样式可为这些所有可能模式的平均接收模式，而该平均接收模式则相对于表2中所示的每个传送的连续三个位元。上述方法，其利用表2而搜寻得到相对应的三个连续传送位元，可因此减少用以检查鉴频器400的这些输出模式所进行的比较而耗费的时间。

表2：3个连续传送的位之简化样式(h＝0.35)

以位元模式111为例，给定表1中的四个可能收到的模式为(c，c，c)、(c，c，d)，(d，c，c)及(d，c，d)，则平均收到的模式为((c+c+d+d)/4、(c+c+c+c)/4、(c+d+c+d)/4)，而得到如表2所示的((d+c)/2，c，(d+c)/2)。决定该平均收到的模式时，这些四个可能接收的模式的每一个项目被给定相同的加权。例如，如果是(c+c+d+d)/4，第一个“c”来自可能收到的样式(c，c，c)的第一个项目，第二个“c”来自可能收到的样式(c，c，d)的第一个项目，第一个“d”来自可能收到的样式(d，c，c)的第一个项目，而第二个“d”来自可能收到的样式(d，c，d)的第一个项目，而每个第一个项目具有相同的加权。在表2中，这些位元模式与这些可能的收到模式具有一对一(1-1)的映射关系。也就是说，该每一个位元模式映射到这些可能收到的样式中一个且仅有一个，反之亦然。

再者，因为鉴频器400的输出对于1及0而对称，在被传送到JSD 402的n位元序列之前及之后的GFSK符号所导致的平均ISI应该为零。因此，对应于n位序列的“平均收到的样式”亦可由基于隔离的n位元序列的计算机仿真进行预先计算而得到。

再者，虽然鉴频器400的输出基于h＝0.35而产生，对于蓝牙应用，h的范围由0.28到0.35，并且h的中间值为0.315。为了允许表2可应用到h的范围，这些a，d及c的值可由缩放因子0.9(＝0.315/0.35)来调整，如下表3所示，而其模式索引也可被引用到该第一栏中。

表3：三个连续传送的位元的简化模式(对于BT应用，其具有范围介于0.28到0.35之间的h值，并且h的中间值为0.315)

在表3中，该每一位元模式具有彼此不同的模式索引，所以这些模式索引与这些位元模式具有一对一(1-1)的映射关系，因此如前所述，其与该平均接收的模式具有一对一的映射关系。在根据本发明一实施例中，位元模式的模式索引可由将第n个位元乘以2的(n-1)次方，然后加总这些乘积而计算得到。以位元模式011作为范例，其模式索引等于2⁰×0+2¹×1+2²×1＝6。

蓝牙数据封包可以包含已知模式的前序信号及同步字符，其包含封包取得、时序同步化，频率偏移估计与补偿的已知位元。因此，在另一实施例中，这些已知模式的前序信号及同步字符也可用于估计(或更新)这些平均接收模式。

图7A为根据本发明一实施例的共同符号解码器402的方框图。请参照图7A，该共同符元解码器402可包括第一缓冲器44-1，第二缓冲器44-2以及第三缓冲器44-3以及查询表(LUT)模块46。该共同符号解码器402的输入(r_n-1，r_n，r_n+1)可先被暂存于该第一，第二以及第三缓冲器44-1，44-2以及44-3，而该第一，第二以及第三缓冲器44-1，44-2以及44-3所暂存的内容(即r_n-1，r_n，r_n+1)而后将被输入至该查询表(LUT)模块46。如前文所述，r_n-1，r_n以及r_n+1分别为在该鉴频器400的输出处所取样而得到的第(n-1)个符号(即先前符号)，第n个符号(即当前符号)以及第(n+1)个符号(即后续符号)。

该第一，第二以及第三缓冲器44-1，44-2以及44-3的输入即为在该鉴频器400的输出处所取样而得的符号：r_n-k.....r_n-1，r_n，r_n+1.......r_n+k。在第(n+1)个符号周期，该第一缓冲器44-1可接收来自该第二缓冲器44-2的先前符号r_n-1，在同一时间点，该第二缓冲器44-2可接收来自该第三缓冲器44-3的当前符号r_n。并且，同时地，该第三缓冲器44-3可接收该鉴频器400所输出的后续符号r_n+1。因此，如图7A所示，该查询表(LUT)模块46可接收得到一组连续符号(r_n-1，r_n，r_n+1)。

图7B为根据本发明一实施例的查询表(LUT)模块46的方框图。请参照图7B，查询表(LUT)模块46可以包括欧几里德距离(Euclidean distance，ED)计算器46-1，存储器46-2及ED比较器46-3。ED计算器46-1可组态为计算作为该组连续符号(r_n-1，r_n，r_n+1)及表3中这些简化的平均接收模式的每一个之间的欧几里德距离ED_n，i，其中i＝1到8，其代表(r_n-1，r_n，r_n+1)及第i个简化的平均接收模式之间的第i个欧几里德距离。存储器46-2可组态为储存表3，并基于决定的模式索引，而输出用于计算ED的该简化的平均接收模式，并输出传送的3位元模式(b_-1，b₀，b₁)。再者，ED比较器46-3可组态为比较每一个ED_n，i，以找出这些八个ED中最小的ED，并决定对应于该最小ED的模式索引。

图8所示为使用本发明的表3的共同符号解码器402的方法的流程图。请参照图8，在步骤802中，(r_n-1，r_n，r_n+1)与自储存表3的存储器46-2输出的简化平均接收模式(如表3中的栏3)之间每一个ED可由ED计算器46-1做计算。

接着，在步骤804中，所有计算出的ED可通过ED比较器46-3彼此做比较，以由这些频率鉴频器输出的该组连续符号(r_n-1，r_n，r_n+1)中辨识出具有最小ED的其简化的平均接收模式的模式索引。

然后该辨识的样式索引可被供应回到存储器46-2以查询表3，找出其相对应的3位元模式，如步骤806。然后，该3位元模式的中间位元b₀可由共同符号解码器402做为已解码的位元来输出。

在另一实施例中，在传送滤波器及/或接收滤波器存在的前提下，表3可基于计算机仿真结果来修正。如前所述，当该发射滤波器及/或该接收滤波器的效应被考虑到时，JSD 402在解码第n个符号时，会需要处理两个先前符号，两个后续符号，及该当前符号(即r_n-2，r_n-1，r_n，r_n+1，r_n+2)。在此实施例中，最优化模式可略微偏离差在仅由以下数值构成的模式：+/-a，+/-d，+/-c，+/-(a+d)/2，及+/-(d+c)/2(如表2所示)，其在被调整来进行h调整之前(即调整表2的数值到表3的数值)。包括32个可能5位元模式的每一个有模式的表格可建立在共同符号解码器402之内，且解码第n个符号(相对于当前符号)的方法可以类似于那些参照图8所述及实施例。换一步讲，其可简单地由现在储存32个模式的表格来取代储存在存储器46-2中的表3。

因为收到的5位元模式(r_n-2，r_n-1，r_n，r_n+1，r_n+2)及32个模式之间的ED会需要在解码第n个符号之前被计算及决定，该表格的修正会需要该接收机处额外的复杂度、比存储器46-2更大的存取空间。

再者，作为前述的这些方法及/或这些表格共同符号解码算法更可通过采用判决反馈解码方式来简化，其原因在于当解码第n个符号时，第(n-2)及(n-1)个符号皆在先前被解码。这些先前解码的符号的信息可用于降低要被比较的LUT的模式数目由32降到8。

再者，例如解码算法，其可使用包含平均接收模式的LUT来解码5位元模式。用P_k5代表平均接收的位元，其中：

P_k5＝(p_-2，k5，p_-1，k5，p_0，k5，p_1，k5，p_2，k5)，

并且P_k5可被定义成具有5个取样点的鉴频器输出，其中这些5个取样点皆为在正确符号时序处取得的不具有噪声的取样点。对应于隔离的传送5位元模式，即位元模式B_k5＝(b_-2，b_-1，b₀，b₁，b₂)，其中对于b_i(i＝-2，-1，0，1或2)可为1或0，且其模式索引为k₅＝b_-2+2b_-1+4b₀+8b₁+16b₂，其中在中间的“b₀”代表当前位元、这两个位元b_-2及b_-1代表先前位元，而这两个位元b₁及b₂代表后续位元。请注意到如果没有发射机及接收机滤波器，p_i，k5(i＝-2，-1，0，1或2)对于h＝0.35仅会等于+/-a，+/-d，+/-c，+/-(a+d)/2或+/-(d+c)/2。在JSD 402能够运行和操作之前，该模式索引k₅＝0到31的所有可能的平均接收模式P_k5，由总共32个接收模式组成，且其每一个与可能传送的5位元序列B_k5＝[b_-2，b_-1，b₀，b₁，b₂]相对应，其会需要事先知道。在另一实施例中，所有这些平均收到模式可通过考虑典型的发射机与接收机滤波器的ISI效应的计算机仿真来预先计算，并以固定数值储存在JSD 402的LUT中。

假设当前位元b₀的先前两个位元为“b_-2，dec”及“b-_1，dec”。该JSD 402可以运算收到的鉴频器输出R模式＝[r_-2，r_-1，r₀，r₁，r₂]及这些八个可能的平均收到模式P_k5(其中模式索引k₅分别将其b_-2及b_-1等于b_-2，dec及b_-1，dec)之间的欧几里德距离，并选择具有最小欧几里德距离的模式P_k5，min。然后该当前位元b₀可根据模式索引k_5，min来解码。表4A到4D表示对于任何“中间”当前位元的所有四个可能的解码表格，其具有至少两个先前位元及两个下位元，其中表4A到4D的第一栏显示该模式索引k₅，该第二栏显示相对应传送的5位元序列B_k5，且第三栏显示该解码的当前(中间)位元。再者，所属技术领域的技术人员可容易地了解四个表格4A到4D可形成为两个“先前位元”的不同组合。

表4A：当两个先前已解码的位元为00时，该第三位元及之后的位元(除了最后两个位元)的JSD解码表

k5	传送的位元模式	解码位元
			0	00000	0
4	00100	1
			8	00010	0
12	00110	1
			16	00001	0

20	00101	1
			24	00011	0
28	00111	1

表4B：当两个先前已译码的位元为10时，该第三位元及之后的位元(除了最后两个位元)的JSD解码表

k5	传送的位元模式	解码位元
			1	10000	0
5	10100	1
			9	10010	0
13	10110	1
			17	10001	0
21	10101	1
			25	10011	0
29	10111	1

表4C：当两个先前已解码的位元为01时，该第三位元及之后的位元(除了最后两个位元)的JSD解码表

k5	传送的位元模式	解碼
			2	01000	0
6	01100	1
			10	01010	0
14	01110	1
			18	01001	0
22	01101	1

26	01011	0
			30	01111	1

表4D：当两个先前已解码的位元为11时，该第三位及之后的位元(除了最后两个位元)的JSD解码表

k5	传送的位元模式	解码
			3	11000	0
7	11100	1
			11	11010	0
15	11110	1
			19	11001	0
23	11101	1
			27	11011	0
31	11111	1

在本实施例中，对于鉴频器式的解码器，在该鉴频器输出模式R中的5个r_i，其可应用来解码这两个先前位元、当前位元及这两个接下来位元。但是，为了最优化地利用JSD 402解码第一(或最后)位元，当没有先前位元或接下来位元时，平均收到样式P_k3＝(p_0，k3，p_1，k3，p_2，k3)，其为具有3个取样点的鉴频器输出，其中这3个取样点皆为在对应于隔离的传送3位元序列的正确符号时序处所取得的取样点，即位元模式B_k3＝[b₀，b₁，b₂]，其中其模式索引k₃＝b₀+2b₁+4b₂及k₃的范围由0到7，其可被预先运算，并储存在另一个LUT中。表5所示为该第一位元或最后位元的解码表格。

表5：该第一位元及该最后位元的JSD译码表

所属技术领域的技术人员可了解到在蓝牙资料封包中，已知的前序信号位元可在数据位元之前传送。因此，第一数据位元也可具有两个已知的先前位元(即属于该前序信号位元)，因此该第一数据位元能够如同使用这两个先前位元来解码。类似的概念也可应用于解码最后位元。

为了最优化地利用JSD 402解码第二数据位元，16个额外平均收到模式P_k4＝(p_-1，k4，p_0，k4，p_1，k4，p_2，k4)，其为利用对应于隔离的传送4位元序列(即位元模式B_k4＝(b_-1，b₀，b₁，b₂))的正确符元时序处取样得到的具有4个取样点的鉴频器输出，其中其模式索引为k₄＝b_-1+2b₀+4b₁+8b₂，k₄的范围由0到15，其可被选择来进行估计。类似于表4A到5，表6A及6B所示为可用于根据第一位元的数值为一个1或0来解码第二数据位元的一个表格的第二位元的两个解码表格。

表6A：当第一解位元为0时该第一位元与最后位元的JSD解码表

表6B：当第一已解码位元为1时该第一位元与最后位元的JSD解码表格

k4	传送的位样式	译码的第二位	译码的第二到最后位
				1	1000	0	0
3	1100	1	0
				5	1010	0	1
7	1110	1	1
				9	1001	0	0
11	1101	1	0
				13	1011	0	1
15	1111	1	1

再者，在蓝牙数据封包中第二数据位元也可如同两个先前位元已知时被解码。

在一实施例中，假设传送序列的n-位元T＝(1，0，0，1，1，1，0，...，1，0，0，1，0)，而具有适当的取样时序回复在鉴频器400的输出处收到的信号为R＝(r₁，r₂，r₃，r₄，r₅，r₆，r₇，r₈，...，r_n-3，r_n-2，r_n-1，r_n)。为了简化起见，在此实施例中，收到的信号也可假设不会受到噪声或干扰的扰乱。

对于JSD 402要解码第一数据位元，其会需要等待直到收到第三符号r₃。然后LUT模块46的ED计算器46-1可以计算(r₁，r₂，r₃)与这八个预先储存(在表格中)缩短的收到样式P_k3＝(p₀，p₁，p₂)之间的欧几里德距离，其中k₃＝0到7。在此实施例中，前三个位元为(1，0，0)，因此对应于k₃＝1的一个具有最小欧几里德距离。因此，该解码的第一位元等于1，其参照储存在存储器46-2中的表5。

接着，当鉴频器输出r₄被预备好并且可用来解码第二位元时，其代表该第二位元已经可以由JSD 402进行解码。而为了对该第二位元进行解码，ED计算器46-1可以计算(r₁，r₂，r₃，r₄)与这八个预先储存的模式P_k4(其中k₄＝1，3，5，7，9，11，13，15)之间的欧几里德距离。在此实施例中，由于第一位元已经被解码成1，因此仅需对这八个模式进行比较。这些相对应的所传送的4位元序列则列于储存在存储器46-2的表6B之中。在此实施例中，由于第一4位元模式为(1，0，0，1)，因此在这些平均接收模式当中，对应于k₄＝9的平均接收模式可具有最小欧几里德距离，并且已解码的第二位元可被查询出来而等于“0”。

接下来，当使用鉴频器输出r₅时，该第三位元已预备好被解码。因为这两个解码的先前位元为10，LUT模块46可应用表4B来解码第三位元。为了解码第三位元，ED计算器46-1可以计算(r₁，r₂，r₃，r₄，r₅)及这八个预先储存的模式P_k5(其中k₅＝1，5，9，13，17，21，25，29)之间的欧几里德距离。利用(1，0，0，1，1)这第一个5位元模式，其对应于k₅＝25的一个可以具有最小欧几里德距离，因此通过参照储存在存储器46-2中的表4B，该解码的第三位元必须等于“0”。

再者，为了解码该第四位元，JSD 402可以等待鉴频器输出r₆可以使用时的另一符号时间。因为这些先前解码的位元现在为“00”，可使用表4A。再次地，ED计算器46-1可以计算(r₂，r₃，r₄，r₅，r₆)与这八个预先储存模式P_k5(其中k₅＝0，4，8，12，16，20，24，28)之间的欧几里德距离。仅对这八个模式的欧几里德距离做计算的原因为这两个先前解码的位元为“00”。利用该传送的5位元模式为(0，0，1，1，1)，其预期对应于k₅＝28的一个可具有最小欧几里德距离，因此该解码的第四位元必须为1。

再者，为了解码这些第二到最后位元，可使用缩短的接收鉴频器输出R＝(r_n-3，r_n-2，r_n-1，r_n)。假设这两个先前位元b_n-3及b_n-2被解码成00。ED计算器46-1可以计算(r_n-3，r_n-2，r_n-1，r_n)及这四个预先储存模式P_k4(其中k₄＝0，4，8，12)之间的欧几里德距离。利用该传送的4-位元模式为(0，0，1，0)，对应于k₄＝4的模式可具有最小欧几里德距离，因此该解码的第二到最后位元必须为“1”(即在该传送的模式中该第三位元，因为其具有两个先前位元及仅一个接下来的位元)。

为了解码该最后位元，给定两个先前位元“01”，在此实施例中可以考虑表5中两个可能传输模式P_k2及P_k6。可预期P_k2具有最小欧几里德距离，因此该最后位元必须被解码为“0”。

GFSK接收机的灵敏度是根据信号对噪声比(Signal to Noise Ratio，SNR)需求。典型的鉴频器式的按位元解码器可以在当SNR在15dB(h＝0.35)到17dB(h＝0.28)时，达到位元错误率(Bit Error Rate，BER)为10^-3。基于Laurent分解及Viterbi解码的接近最优化解码器理论上可以在当SNR在9dB(h＝0.35)到11dB(h＝0.28)时，达到BER为10^-3。基于模拟结果，这两个提出的JSD的任何一个可以在当SNR大约在12dB(h＝0.35)到14dB(h＝0.28)时，达到BER为10^-3。如果h＝0.28的模式被用于解码收到的波形，其实际h＝0.35或反之也是这样时，其实际损耗基于这些模拟结果即小于0.5dB。再者，该Viterbi解码会需要准确的h估计，因此其性能对于发射质量不良的蓝牙封包(即包括严重的频率偏移/漂移)可容易地降级。在本发明中，对于提出的共同符号解码器并不需要h估计，且提出的共同符号解码器的接收机灵敏度性能对于发射质量不良或非不良蓝牙封包之间几乎相同。

再者，请再次参照图6，通过在接收蓝牙封包期间更新(追踪)“a，d及c”数值即可达到较佳的接收机性能。如上所述，基于例如那些列在表3中的这些“a，d及c”数值的平均接收模式可被预先计算，因此不需要h-追踪电路。但是基于模拟结果，可执行简单的h-追踪来提供最高0.5dB的接收机灵敏度增益。为了使用表3与所提出的GFSK共同符号解码器来追踪“a”数值相结合，用a_n代表在第n个符号解碼之后的“a”数值，且用a₀代表“a”的初始值。而追踪数值“a”的算法可提出如下：

“a”的追踪算法

让a₀＝a(即“a”的初始值为预先计算的数值)，则a_n可被更新如下：

(1)如果具有最小ED的模式，对于第n个GFSK位元为“101”：

a_n＝(1-α_a)*a_n-1-α_a*r_n，其中0≤α_a≤1；

(2)如果具有最小ED之样式，对于该第n个GFSK位元为“010”：

a_n＝(1-α_a)*a_n-1+α_a*r_n，其中0≤α_a≤1；

(3)否则对a_n不会更新：

a_n＝a_n-1。

类似地，用于分别追踪“d”及“c”数值的实施例算法显示如下：

“d”的追踪算法

让d₀＝d(即“d”的初始值为预先计算的数值)，则d_n可更新如下：

(1)如果具有最小ED的模式对于该第n个GFSK位元为“001”或“100”：

d_n＝(1-α_d)*d_n-1-α_d*r_n，其中0≤α_d≤1；

(2)如果具有最小ED的模式对于该第n个GFSK位元为“110”或“011”：

dn＝(1-α_d)*d_n-1+α_d*r_n，其中0≤α_d≤1；

(3)否则对d_n不会更新：

d_n＝d_n-1。

“c”的追踪算法

让c₀＝c(即“c”的初始值为预先计算的数值)，则c_n可被更新如下：

(1)如果具有最小ED的模式对于该第n个GFSK位元为“000”：

c_n＝(1-α_c)*c_n-1-α_c*r_n，其中0≤α_c≤1；

(2)如果具有最小ED的模式对于该第n个GFSK位元为“111”：

cn＝(1-α_c)*c_n-1+α_c*r_n，其中0≤α_c≤1；

(3)否则对c_n不会更新：

c_n＝c_n-1。

所属技术领域的技术人员可轻易了解到前述的算法可共同被视为形成一种更新这些“a，d及c”数值的算法。再者，利用在“a，d及c”数值中的这些更新(追踪)，储存平均接收模式的有关的表格可在GFSK符号速率下被更新。

所属技术领域的技术人员将了解到在设计无线通信的接收机时，该接收机的复杂度与灵敏度增益之间的权衡在设计一种有竞争力产品时相当关键。例如，为了提供较长的电池寿命，蓝牙装置可能需要同时提供较低的电力消耗与较佳的接收机灵敏度。在本发明中，两种共同符号解码器实施例已经描述如上，其每一个在三个GFSK位元(符号)周期当中考虑总共八个截断的模式，以提供大约2dB接收机灵敏度的增益，其增益为当与传统的鉴频器式按位元解码器比较，例如参照图2B所述及实施例。在我们的实施例中，这两个共同符号解码器可为一种判决反馈式的共同符号解码器。在此例中，对于先前符号的错误决策会影响该当前符号的解码。

虽然本发明已以较佳实施例披露如上，然其并非用以限定本发明，任何所属技术领域的技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的改动和改进，因此本发明的保护范围当视权利要求所界定者为准。

另外，在说明本发明的代表性实施例时，本说明书可将本发明的方法及/或流程表示为一特定的步骤次序。但是，某种程度上该方法或流程并不会依赖此处所提出的特定顺序的步骤，该方法或流程必须不限于所述的上述这些步骤的特定顺序。所属技术领域的技术人员当会了解其它步骤次序也是可行的。所以，不应将本说明书所提出的特定步骤次序视为对于权利要求的限制。此外，亦不应将有关本发明的方法及/或流程的权利要求仅限制在以书面所载的步骤次序的实施，所属技术领域的技术人员易于了解，上述这些次序亦可加以改变，并且仍涵盖于本发明的精神与范畴之内。

Claims (24)

1.一种在高斯频移键控通信系统中能够基于至少一个先前符号、当前符号及至少一个后续符号上的信息而对所述当前符号进行解码的接收机，其特征在于，所述接收机包含：

鉴频器，其针对于在位元序列中的每一个位元而产生符号；

第一查询表，其存储多个位元模式，多个模式索引以及映射模式，并且输出所述这些位元模式中之一个，其中每一个位元模式的形式为该位元序列中的一组连续位元，而所述每一个位元模式分别与所述这些映射模式中之一个相对应，并且所述这些模式索引中的每一个分别与所述这些位元模式中之一个相对应。此外，所述这些映射模式中的每一个包括一组项目，而该组项目中的每一个是通过在符号的波形中的取样时间所进行的属性值运算而得到；

计算器，其自鉴频器接收一组连续符号，并计算该组连续符号与所述这些映射模式中的每一个之间的距离；

比较器，其通过比较来自所述计算器的所述这些距离值而辨识出所述这些映射模式中具有最小距离值的一个；以及

存储器模块，所述存储器模块输出存储在所述第一查询表的所述这些位元模式中的一个的中间位元，并且与所述这些映射模式中的被辨识出的一个相对应。

2.根据权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述这些属性值包括值“a”，“d”及“c”，其中

及

并且其中h代表调制索引，T_s代表符号时间，f₄代表符号的脉冲响应于时间轴上被正确取样的取样点，而f₀代表符号的脉冲响应于时间轴上对其前一个符号的符号间干扰。

3.根据权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述计算器组态为计算该组连续符号与所述这些映射模式中的每一个之间的欧几里德距离。

4.根据权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述这些位元模式的每一个包括一组n个连续位元，n为3，5及7中的一个。

5.根据权利要求1所述的接收机，其特征在于，还包含第二查询表，所述第二查询表储存多个具有n个位元的位元模式，其中，所述这些具有n个位元的位元模式的每一个包括一组连续位元，而该组连续位元包含预知且相同的(n-1)/2个前导位，并且n为3，5及7中的一个。

6.根据权利要求5所述的接收机，其特征在于，所述第二查询表储存多个模式索引，而所述这些模式索引中的每一个分别与所述第二查询表中的所述这些位元模式中之一个相对应。

7.根据权利要求1所述的接收机，其特征在于，还包含第三查询表，所述第三查询表储存多个位元模式，所述这些位元模式用于对所述位元序列中的第一位元及最后位元进行解码，而所述这些位元模式中之每一个包括一组(n+1)/2个连续位元。

8.根据权利要求1所述的接收机，其特征在于，还包含第四查询表，所述第四查询表储存多个位元模式，所述这些位元模式用于对所述位元序列中的第二位元及第二到最后的位元进行解码，而所述这些位元模式中之每一个包括一组(n+3)/2个连续位元。

9.一种在高斯频移键控通信系统中能够基于至少一个先前符号、当前符号及至少一个后续符号上的信息而对所述当前符号进行解码的接收机，其特征在于，所述接收机包含：

鉴频器，其针对于在位元序列中的每一个位元而产生符号；

第一查询表，其储存多个位元模式，多个模式索引以及映射模式，并且输出所述这些位元模式中之一个，其中每一个位元模式的形式为一组(2n+1)个连续位元，而所述每一个位元模式的前导n个位元已完成解码，其中n为大于或等于2的整数，并且所述每一个位元模式分别与所述这些映射模式的中之一个相对应，此外，所述这些模式索引中的每一个分别与所述这些位元模式中的一个相对应，并且，所述这些映射模式中的每一个包括一组项目，而该组项目中的每一个是通过在符号的波形中的取样时间所进行的属性值运算而得到；

计算器，其自所述鉴频器接收一组(2n+1)个连续符号，并计算该组(2n+1)个连续符号与所述这些映射模式中的每一个之间的距离值；

比较器，其通过比较来自所述计算器的所述这些距离值而辨识出所述这些映射模式中具有最小距离值的一个；以及

存储器模块，所述存储器模块输出储存在所述第一查询表的所述这些位元模式中之一个的中间位元，而所述这些位元模式中的所述位元模式与所述模式索引相对应，因而与所述这些映射模式中的被辨识出的一个相对应。

10.根据权利要求9所述的接收机，其特征在于，所述这些属性值包括值“a”，“d”及“c”，其中

及

并且其中h代表调制索引，T_s代表符号时间，f₄代表符号的脉冲响应于时间轴上被正确取样的取样点，而f₀代表当符号的脉冲响应于时间轴上对其前一个符号的符号间干扰。

11.根据权利要求9所述的接收机，其特征在于，所述计算器组态为计算该组连续符号与所述这些映射模式中的每一个之间的欧几里德距离。

12.根据权利要求9所述的接收机，其特征在于，还包含第二查询表，所述第二查询表储存多个位元模式，所述这些位元模式用于对所述位元序列中的第一位元及最后位元进行解码，而所述这些位元模式中的每一个包括一组(n+1)个连续位元。

13.根据权利要求9所述的接收机，其特征在于，还包含第三查询表，所述第三查询表储存多个位元模式，所述这些位元模式用于对所述位元序列中的第二位元及第二到最后位元进行解码，而所述这些位元模式中的每一个包括一组(n+2)个连续位元。

14.一种在高斯频移键控通信系统中基于至少一个先前符号、当前符号及至少一个后续符号上的信息而对所述当前符号进行解码的方法，其特征在于，所述方法包含：

针对在位元序列中的每一个位元而产生符号；

提供第一查询表，其组态为储存多个位元模式及其对应的映射模式，其中每一个位元模式的形式为所述位元序列中的一组连续位元，而所述每一个位元模式分别与所述这些映射模式中之一个相对应，并且，所述这些映射模式中之每一个包括一组项目，而该组项目中的每一个是通过在符号的波形中的取样时间所进行的属性值运算而得到；

接收一组连续符号；

计算该组连续符号与所述这些映射模式中的每一个之间的距离值；

通过比较来自所述计算器的所述这些距离值而辨识出所述这些映射模式中具有最小距离值的一个；以及

辨识出所述这些位元模式中与所述辨识出的映射模式的一个相对应，所述辨识出的位元模式的中间位元作为所述符号的已解码位元。

15.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，所述第一查询表储存多个模式索引，而所述这些模式索引中的每一个分别与所述这些位元模式中的一个相对应。

16.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，所述第一查询表输出所述这些位元模式中与所述模式索引的一个相对应，而所述模式索引则与所述这些映射模式中的一个相对应。

17.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，所述这些属性值包括值“a”，“d”及“c”，其中 及

并且其中h代表调制索引，T_s代表符号时间，f₄代表符号的脉冲响应于时间轴上被正确取样的取样点，而f₀代表当符号的脉冲响应于时间轴上对其前一个符号的符号间干扰。

18.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，在计算所述距离值时，还包含计算该组连续符号与所述这些映射模式中的每一个之间的欧几里德距离。

19.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，所述这些位元模式的每一个包括一组“n”个连续位元，n为3，5及7中的一个。

20.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，还包含提供第二查询表，所述第二查询表组态成储存多个具有n个位元的位元模式，其中所述这些具有n个位元的位元模式的每一个包括一组n个连续位元，而该组连续位元包含预知且相同的(n-1)/2个前导位。

21.根据权利要求20所述的方法，其特征在于，所述第二查询表储存多个模式索引，而所述这些模式索引中的每一个分别对应于所述第二查询表中的所述这些位元模式中的一个。

22.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，还包含提供第三查询表，所述第三查询表组态为储存多个位元模式，所述这些位元模式用于对所述位元序列中的第一位元及最后位元进行解码，而所述这些位元模式中的每一个包括一组(n+1)/2个连续位元。

23.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，还包含提供第四查询表，所述第四查询表组态为储存多个位元模式，所述这些位元模式用于对于在该位元序列中第二位元及第二到最后位元进行解码，而所述这些位元模式中之每一个包括一组(n+3)/2个连续位元。

24.一种在高斯频移键控通信系统中基于至少一个先前符号、当前符号及至少一个后续符号上的信息而对所述当前符号进行解码的方法，其特征在于，所述方法包含：

针对在位元序列中的每一个位元而产生符号；

提供第一查询表，其组态为储存多个位元模式及其对应的映射模式，其中每一个位元模式的形式为一组(2n+1)个连续位元，而所述每一个位元模式的前导“n”个位元已完成解码，且所述每一个位元模式分别与所述这些映射模式中之一个相对应，而“n”为等于或大于2的整数，并且，所述这些映射模式中之每一个包括一组项目，而该组项目中的每一个是通过在符号的波形中的取样时间所进行的属性值运算而得到；

接收一组连续符号；

计算该组连续符号与所述这些映射模式中的每一个之间的距离值；

通过比较来自所述计算器的所述这些距离值而辨识出所述这些映射模式中具有最小距离值的一个；以及

辨识出所述这些位元模式中与所述辨识出的映射模式的一个相对应，所述辨识出的位元模式的中间位元作为所述符号的已解码位元。

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