CN102570465A - 混合型有源电力滤波器及基于该滤波器的svpwm方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种混合型有源电力滤波器及基于该滤波器的SVPWM方法，所述的混合型有源电力滤波器包括有源电力滤波器APF、单调谐无源滤波器组PPFs和隔离变压器。有源电力滤波器的逆变器采用三相四开关结构，由4个IGBT器件构成两个桥臂，直流侧的电容构成第三个桥臂。有源电力滤波器的输出端接隔离变压器的副边，隔离变压器的副边与基波分流电感并联，隔离变压器的原边与7次单调谐无源滤波器PPF串接，再与非线性负载并联后接到电网中。本发明采用无源滤波器组滤除非线性负载引起的5次、7次和11次等主要特征谐波，同时补偿一定的无功功率，有源电力滤波器支路对余下谐波进行动态实时治理。

Description

混合型有源电力滤波器及基于该滤波器的SVPWM方法

技术领域

本发明涉及一种混合型有源电力滤波器及基于该滤波器的SVPWM方法，属于电力电子技术领域。

背景技术

电能是现代社会生产和人民生活中主要的和必不可少的重要能源，越来越严重的谐波污染与越来越高的电能质量要求形成了一对日益尖锐的矛盾。近年来，由于电网谐波问题，并补电容器因经常跳闸而不能投运，严重的甚至引发爆炸，微机保护装置也常常出现误动甚至拒动而引发事故，输配电线路、电机等的谐波附加损耗的存在以及使用寿命缩短，给供电和用电企业造成了巨大的经济损失。

企业电气节能新技术和新装备有着广泛的应用市场，能够实现电力、冶金、化工、建材等行业的节能降耗。为了降低企业的电能损耗，防止谐波的各种危害，必须对配电系统中的谐波进行治理并实现无功功率的全局协同优化补偿。前几年，高压侧谐波动态治理装备还被国外长期垄断着，国内相关装置都还基本依赖进口，然而国外设备价格昂贵。

有源电力滤波器APF作为一种能动态抑制谐波的电力电子装置，广受关注。APF发展至今，出现了多种拓扑结构：单独型、多变流器混合型以及APF与PPF混合型。单独使用的有源滤波器虽然有很好的滤波性能，但是造价较高，特别是在高压大功率场合，难以得到应用。多变流器混合型APF的控制系统相当复杂和繁琐，而且成本更高，基本处于理论研究阶段，实用性不强。因此，小容量有源滤波器与大容量无源滤波器相结合的混合有源滤波器成为当今实际应用的热点和必然选择，也是未来有源滤波技术的发展方向。它既可克服APF容量要求大、成本高的缺点，又可弥补PPF的不足，使整个滤波系统获得良好的性能。APF与PPF混合型主要有并联混合型有源电力滤波器和串联混合型有源电力滤波器。

串联混合型有源电力滤波器中的有源电力滤波器可抑制电网背景谐波电压对负载供电电压的影响，还可抑制电网与无源滤波器之间可能发生的串并联谐振。但是当负载电流中存在无源滤波器不能滤除的谐波时，由于有源滤波器强制这部分谐波流入无源滤波器，这将在负载端产生谐波电压。因此，这种结构方式抑制负载谐波电流和抑制负载端谐波电压是不可调和(即无法兼顾)。此外，由于有源滤波器串联在系统中，绝缘较困难，维修起来也很不方便。并且在正常工作时，注入变压器流过所有的负载电流，特别是在耦合变压器的二次侧，线路热损增加，滤波器结构也会很庞大。

并联混合型有源电力滤波器通常采用注入式电路结构：串联谐振注入式和并联谐振注入式。并联谐振注入型APF不具备无功补偿能力；串连谐振注入型APF有源滤波器的容量要求小，但是它在有源电力滤波器与无源滤波器之间存在谐波通道，造成有源电力滤波器注入的补偿电流又可能流入无源滤波器及系统中，无谓地增加无源滤波器的负担，而且也会影响谐波抑制的效果。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种新型的混合型有源电力滤波器及基于该滤波器的SVPWM方法，该混合型有源电力滤波器及基于该滤波器的SVPWM方法，这种滤波器不但能较好地治理电网中的谐波，同时能够补偿大容量的无功功率。

发明的技术解决方案如下：

一种混合型有源电力滤波器，包括有源滤波器、无源滤波器和隔离变压器，有源滤波器的输出侧接隔离变压器的副边，隔离变压器的原边通过无源滤波器并入电网；电网与负载相接；有源滤波器为针对N1次特征谐波的无源滤波器；N1为大于或等于5的奇数；

有源滤波器的逆变器为三相四开关逆变器，采用4个IGBT和2个电容；该4个IGBT两两一组构成逆变器的两相桥臂，该2个电容串接构成第三相的桥臂。

所述的混合型有源电力滤波器还设有基波分流电感(L)，基波分流电感(L)与隔离变压器的副边并联。

在电网的负载侧还设有至少一组辅助无源滤波器；所述的辅助无源滤波器为针对N次特征谐波的无源滤波器，N为大于或等于5的奇数，辅助无源滤波器与无源滤波器分别处理不同次数的特征谐波。

隔离变压器的变比为M，M为大于1的整数。【整数比，这样有利于计算。】

所述的混合型有源电力滤波器还包括用于检测A相负载电流i_La、B相负载电流i_Lb和A相相电压u_a、A相补偿电流i_Ca、B相补偿电流i_Cb的检测电路、两个PI控制器和一个SVPWM调制器；

所述的2个电容组成的桥臂为C相桥臂；

参考A相谐波电流

和参考B相谐波电流

分别为：

$i_{\mathrm{Ca}}^{*}=i_{\mathrm{La}}-i_{\mathrm{fa}};$

$i_{\mathrm{Cb}}^{*}=i_{\mathrm{Lb}}-i_{\mathrm{fb}};$

其中，i_fa和i_fb分别为A相和B相的基波电流，i_fa＝u_a/k_a， $i_{\mathrm{fb}}=(-\frac{1}{2}{u}_a+\frac{\sqrt{3}}{2}{u}_a\mathrm{ctg\&omega;t})/k_b,$ 并且， $k_a=\frac{<u_a,i_{\mathrm{La}}>}{\left|\right|u_a\left|\right|},$ $k_b=\frac{-1/2<u_a,i_{\mathrm{La}}>+\sqrt{3}/2<u_a\mathrm{ctg\&omega;t},i_{\mathrm{Lb}}>}{\left|\right|u_b\left|\right|};$

两个PI控制器为第一PI控制器和第二PI控制器；

参考A相谐波电流与A相补偿电流i_Ca的差值作为第一PI控制器的输入信号；

参考B相谐波电流

与B相补偿电流i_Cb的差值作为第二PI控制器的输入信号；

2个PI控制器的输出信号分别输入到SVPWM调制器中，SVPWM调制器输出控制信号控制4个IGBT的通断。

在PI控制器与SVPWM调制器的输入端之间还设有限幅器。

一种基于混合型有源电力滤波器的SVPWM方法，采用前述的混合型有源电力滤波器；所述的SVPWM调制器的调制方法如下表所示：

其中，u_ac和u_bc分别是A、C相之间的线电压以及B、C相之间的线电压；V₀、V₁、V₂和V₃均为三相四开关逆变器的基本输出电压矢量；三相四开关逆变器基本空间电压矢量与开关状态对应关系如下：表中1表示开通，0表示关断；u_dc表示直流侧电压；

S_a和S_b分别为A相IGBT的开关信号和B相IGBT的开关信号； $\left(\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{\&alpha;}}\\ U_{\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right)=\sqrt{\frac{2}{3}}\left(\begin{array}{cc}-\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{u}_a\\ u_b\end{array}\right),$ u_α和u_β为对应u_a和u_b的空间电压矢量αβ坐标分量；u_s为逆变器合成电压矢量；

T₁、T₂、T₃、T₄、T₅分别为SVPWM调制方法的基本电压矢量作用顺序对应的五段时间，有：

T₁＝mT_S/2，T₂＝(1-m+n)T_S/4，T₃＝(1-m-n)T_S/2，T₄＝T₂，T₅＝T₁；其中T_S为IGBT的开关周期； $m=\frac{|u_{\mathrm{ac}}+u_{\mathrm{bc}}|}{u_{\mathrm{dc}}}{T}_S,$ $n=\frac{|u_{\mathrm{ac}}-u_{\mathrm{bc}}|}{u_{\mathrm{dc}}}{T}_S;$

8.根据权利要求7所述的基于混合型有源电力滤波器的SVPWM方法，其特征在于，PI控制器的传递函数k＝6，T＝0.01。

有益效果：

本发明公开了一种三相四开关的混合型有源电力滤波器，包括有源电力滤波器APF、无源滤波器组PPFs和隔离变压器。有源电力滤波器的逆变器采用三相四开关结构，由4个IGBT器件构成两个桥臂，直流侧的电容构成第三个桥臂。有源电力滤波器的输出端接隔离变压器的副边，隔离变压器的副边与基波分流电感并联，隔离变压器的原边与7次单调谐无源滤波器PPF串接，再与非线性负载并联后接到电网中。

本发明采用无源滤波器组滤除非线性负载引起的5次、7次和11次等主要特征谐波，同时补偿一定的无功功率，有源电力滤波器支路对余下谐波进行动态实时治理。

本发明的突出优点如下：

1)三相四开关的混合型有源电力滤波器中的逆变器减少了开关器件及相应检测器件、功率模块散热单元和控制执行器件等的使用，使成本及损耗大大降低，提高系统的可靠性和稳定性。

2)三相四开关的混合型有源电力滤波器把有源电力滤波器和无源滤波器结合在一起，综合这两种有源滤波器的优点，又互相弥补了各自的缺点，兼具较大容量的无功静补能力和较小的逆变器容量。通过设计无源滤波器中的电容，使无源滤波器能抑制特征次谐波的同时，能补偿大容量的无功。有源滤波器与其中的一次无源滤波器串联，使得有源滤波器不需承受基波电压，大大减少了逆变器的容量。

3)单相谐波电流检测方法所需的检测器件少，计算时间少。

4)基于三相四开关有源电力滤波器的电压空间矢量调制方法避免复杂的无理数和三角函数运算，使其具有检测环节少、运算量少和精度高的优点。

附图说明

图1是本发明的混合型有源电力滤波器的系统总体结构图。【图中的c5，L5，c7，L11等均接地】

图2为三相四开关的混合型有源电力滤波器的开关电路；

图3是三相四开关的混合型有源电力滤波器的整体控制框图；

图4是实施例1的混合型有源电力滤波器的系统总体结构图；

图5为仿真波形；其中，(a)为装置投运前电网电流；(b)为装置投运前电网电流的频谱，(c)为装置投运后电网电流的频谱，(d)为装置投运后电网电流的频谱。

具体实施方式

以下将结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细说明：

实施例1：

如图1所示，有源电力滤波器的逆变器采用三相四开关结构，4个IGBT器件构成两相，直流侧电容构成第三相。所述无源滤波器由电容和电感串接组成单调谐滤波器，7次单调谐滤波器与隔离变压器的原边串联后并入电网，有源电力滤波器接隔离变压器副边，小电感与隔离变压器副边并联以分流基波电流。

上述的无源滤波器组分别调谐在5次、7次和11次谐波频率处。

上述在7次单调谐滤波器与隔离变压器的副边的等效阻抗谐振在9次谐波频率处，用以避免该支路产生谐振。

一种应用于三相四开关的混合型有源电力滤波器的单相谐波电流检测方法，包括以下步骤：

1)补偿前每一相瞬时负载电流都可以表示为：i_L＝i_f+i_C            (1)

其中i_f表示基本电流，i_C表示谐波电流。

补偿后有基波电流为：i_f＝ku                      (2)

其中k为阻抗性质的参数。

k可以采用内积和范数的形式来表示： $k=\frac{<u,i_L>}{\left|\right|u\left|\right|}---\left(3\right)$

【u，iL都是向量形式】

则a相和b相的k分别为：

$k_a=\frac{<u_a,i_{\mathrm{La}}>}{\left|\right|u_a\left|\right|}---\left(4\right)$

$k_b=\frac{-1/2<u_a,i_{\mathrm{La}}>+\sqrt{3}/2<u_a\mathrm{ctg\&omega;t},i_{\mathrm{Lb}}>}{\left|\right|u_b\left|\right|}---\left(5\right)$

由范数的定义可知||u_a||＝||u_b||＝||u_c||。

2)补偿后a相和b相的基波电流分别为

i_fa＝u_a/k_a           (6)

$i_{\mathrm{fb}}=(-\frac{1}{2}{u}_a+\frac{\sqrt{3}}{2}{u}_a\mathrm{ctg\&omega;t})/k_b---\left(7\right)$

则需补偿的参考a相和b相谐波电流为

$i_{\mathrm{Ca}}^{*}=i_{\mathrm{La}}-i_{\mathrm{fa}}---\left(8\right)$

$i_{\mathrm{Cb}}^{*}=i_{\mathrm{Lb}}-i_{\mathrm{fb}}---\left(9\right)$

一种应用于三相四开关的混合型有源电力滤波器、基于三相四开关逆变器结构的电压空间矢量调制方法(SVPWM)，包括以下步骤：

1)寻找新的坐标系，将基本输出电压空间矢量转移至αβ坐标系中的坐标轴上；

坐标变换式为： $C=\sqrt{\frac{2}{3}}\left(\begin{array}{cc}-\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right)---\left(10\right)$

2)在αβ坐标系中对两个电压进行简单的四则运算，得到空间电压矢量αβ坐标分量；

空间电压矢量的表达式： $\left(\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{\&alpha;}}\\ U_{\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right)=\sqrt{\frac{2}{3}}\left(\begin{array}{cc}-\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{u}_a\\ u_b\end{array}\right)---\left(11\right)$

3)空间电压矢量扇区分布与静止坐标系象限相对应，这样使得扇区的判断可以直接根据参考电压矢量的αβ坐标分量的符号进行判断，而不需要进行传统方法中求取电压矢量相角所需的三角函数运算；三相四开关逆变器基本输出电压矢量为V₀，V₁、V₂和V₃，其中V₀和V₃，V₁和V₂分别为幅值相等，相位相反的两对向量。

当S1、S2、S3、S4表示逆变器四个开关的通断，当这四个开关处于不同的通断状态，逆变器合成电压矢量u_s＝u_α+ju_β得到四个基本输出电压矢量V₀，V₁、V₂和V₃。三相四开关逆变器基本空间电压矢量与开关状态的对应关系如表2所示。Sa为1时，S2导通，S4关断；Sa为0时，S4导通，S2关断。Sb为1时，S1导通，S3关断；Sb为0时，S3导通，S1关断。

表1三相四开关逆变器基本空间电压矢量与开关状态对应表【u_dc是直流侧电压，不是Us】

电流检测算法得到要补偿的谐波电流，将谐波电流进行PI控制后，如果输出信号太大，要进行限幅，限幅的幅值根据实际经验确定或作仿真实验确定。限幅的输出就作为SVPWM模块的输入信号，SVPWM算法对它们进行调制，调制的结果就是S1、S2、S3、S4的值是0还是1，用来控制逆变器四个开关管的通断。

表2空间电压矢量扇区判断方法

扇区	I	II	III	IV
					判断方法	uβ≥0	uβ≥0	uβ＜0	uβ≥0

4)由于三相四开关逆变器基本输出电压矢量中不含零矢量，考虑到V₀和V₃，V₁和V₂分别为幅值相等，相位相反的两对向量，因此选择由其中的一对同时作用相同时间来合成零矢量。为了简化控制逻辑，选择V₁和V₂进行零矢量合成，形成一种“五段式”SVPWM调制算法。如表3所示。【例如基本电压矢量作用顺序V₀V₂V₁V₂V₀的含义是：V₀和V₂是要输出的电压矢量，将V₂拆成两部分输出，其中的一部分与V₁合成零矢量。】

“五段式”SVPWM调制算法的基本电压矢量作用顺序对应的时间分别为T₁T₂T₃T₄T₅。，

T₁＝m/2，T₂＝(1-m+n)/4，T₃＝(1-m-n)/2，T₄＝T₂，T₅＝T₁。其中T_S为开关周期。

表3“五段式”空间电压矢量调制算法

如图1所示，三相四开关的混合型有源电力滤波器包括有源电力滤波器、无源滤波器和隔离变压器，注入支路由电容C7、电感L7串接组成单调谐滤波器，有源电力滤波器APF与小电感【各小电感的电感值是8mH.】并联连接通过隔离变压器T，再经7次单调谐滤波器(即C7，L7)接入电网。7次单调谐滤波器给谐波提供一条低阻抗的通道，阻隔电网电压和补偿一定的无功。本发明可根据实际谐波输出和补偿无功的情况选择注入支路为N次单调谐滤波器(N次单调谐滤波器可以是5次、7次、11次、13次等。是根据负载情况选取。如果负载包含5次、7次、11次、13次及高次谐波，而11次、13次含量重，5次、7次和高次谐波含量轻，则含量最轻的谐波次数对应的无源滤波器与APF连接。)。由于小电感的阻抗很小，相当于基波电流的短路通道，所以流过注入支路的基波电流都将流入该网络，而不会流入逆变器。有源滤波器的作用主要有：改善整个滤波系统的滤波性能和滤波效果，抑制电网背景谐波电压对负载供电电压的影响，抑制无源滤波器和电网电感形成的串并联谐振，弥补无源电力滤波器存在的缺陷和不足等。三相四开关的混合型有源电力滤波器运行特点是：只由无源部分补偿无功功率，有源部分和无源部分共同抑制谐波。

三相四开关的混合型有源电力滤波器的开关电路如图2所示。图2中，Z₀为输出滤波器的阻抗。S_A、S_B表示开关器件的开关状态。e_a、e_b和e_c统一表示为：

$e=(Z_S//Z_P)//(Z_7+Z_L)\&CenterDot;(\frac{U_S}{Z_S}+I_L)\&CenterDot;\frac{Z_L}{Z_L+Z_7}=\frac{Z_S{Z}_P{Z}_L(\frac{U_S}{Z_S}+I_L)}{Z_S{Z}_P+Z_S{Z}_7+Z_7{Z}_P+Z_S{Z}_L+Z_L{Z}_P}---\left(13\right)$

其中，Z_S、Z_P、Z₇和Z_L分别表示系统等效阻抗、5次和11次单调谐滤波器的并联等效阻抗、7次单调谐滤波器等效阻抗和小电感的等效阻抗。【等效阻抗是利用戴维南定理求出，为现有技术】I_L是负载电流。

如e_a、e_b和e_c分别表示为：

$e_a=(Z_{\mathrm{Sa}}//Z_{\mathrm{Pa}})//(Z_{7a}+Z_{\mathrm{La}})\&CenterDot;(\frac{U_{\mathrm{Sa}}}{Z_{\mathrm{Sa}}}+I_{\mathrm{La}})\&CenterDot;\frac{Z_{\mathrm{La}}}{Z_{\mathrm{La}}+Z_{7a}}=\frac{Z_{\mathrm{Sa}}{Z}_{\mathrm{Pa}}{Z}_{\mathrm{La}}(\frac{U_{\mathrm{Sa}}}{Z_{\mathrm{Sa}}}+I_{\mathrm{La}})}{Z_{\mathrm{Sa}}{Z}_{\mathrm{Pa}}+Z_{\mathrm{Sa}}{Z}_{7a}+Z_{7a}{Z}_{\mathrm{Pa}}+Z_{\mathrm{Sa}}{Z}_{\mathrm{La}}+Z_{\mathrm{La}}{Z}_{\mathrm{Pa}}}$

$e_b=(Z_{\mathrm{Sb}}//Z_{\mathrm{Pb}})//(Z_{7b}+Z_{\mathrm{Lb}})\&CenterDot;(\frac{U_{\mathrm{Sb}}}{Z_{\mathrm{Sb}}}+I_{\mathrm{Lb}})\&CenterDot;\frac{Z_{\mathrm{Lb}}}{Z_{\mathrm{Lb}}+Z_{7b}}=\frac{Z_{\mathrm{Sb}}{Z}_{\mathrm{Pb}}{Z}_{\mathrm{Lb}}(\frac{U_{\mathrm{Sb}}}{Z_{\mathrm{Sb}}}+I_{\mathrm{Lb}})}{Z_{\mathrm{Sb}}{Z}_{\mathrm{Pb}}+Z_{\mathrm{Sb}}{Z}_{7b}+Z_{7b}{Z}_{\mathrm{Pb}}+Z_{\mathrm{Sb}}{Z}_{\mathrm{Lb}}+Z_{\mathrm{Lb}}{Z}_{\mathrm{Pb}}}$

$e_c=(Z_{\mathrm{Sc}}//Z_{\mathrm{Pc}})//(Z_{7c}+Z_{\mathrm{Lc}})\&CenterDot;(\frac{U_{\mathrm{Sc}}}{Z_{\mathrm{Sc}}}+I_{\mathrm{Lc}})\&CenterDot;\frac{Z_{\mathrm{Lc}}}{Z_{\mathrm{Lc}}+Z_{7c}}=\frac{Z_{\mathrm{Sc}}{Z}_{\mathrm{Pc}}{Z}_{\mathrm{Lc}}(\frac{U_{\mathrm{Sc}}}{Z_{\mathrm{Sc}}}+I_{\mathrm{Lc}})}{Z_{\mathrm{Sc}}{Z}_{\mathrm{Pc}}+Z_{\mathrm{Sc}}{Z}_{7c}+Z_{7c}{Z}_{\mathrm{Pc}}+Z_{\mathrm{Sc}}{Z}_{\mathrm{Lc}}+Z_{\mathrm{Lc}}{Z}_{\mathrm{Pc}}}$

同样地，Z_a、Z_b和Z_c统一表示为

$Z=((Z_S//Z_P)+Z_7)//Z_L=\frac{Z_S{Z}_P{Z}_L+Z_S{Z}_7{Z}_L+Z_7{Z}_P{Z}_L}{Z_S{+Z}_P+Z_S{Z}_7+Z_7{Z}_P+Z_S{Z}_L+Z_L{Z}_P}$

(14)【公式中符号//表示并联。】

根据基尔霍夫定律，从图2可以得到方程组

$\left\{\begin{array}{c}{e}_a=e_{\mathrm{ac}}+e_{\mathrm{cN}}\\ e_b=e_{\mathrm{bc}}+U_{\mathrm{cN}}\\ e_c=e_{\mathrm{cN}}\end{array}\right.---\left(15\right)$

对平衡的三相系统，有

e_a+e_b+e_c＝0           (16)

则 $e_c=-\frac{e_a+e_b}{3}---\left(17\right)$

三相四开关APF的电压方程为：

$\left\{\begin{array}{c}{e}_a=U_{C1}{S}_A\\ e_b=U_{C2}{S}_B\\ e_c=-\frac{e_a+e_b}{3}\end{array}\right.---\left(18\right)$

其中 $S_i=\left\{\begin{array}{c}0\\ 1\end{array}\right.i=A,B.$

由电压方程可以看出，只要控制A、B两相电压，C相电压就间接的控制了。

同理，只要控制A、B两相电流，C相电流就间接的控制了。

图3是三相四开关的混合型有源电力滤波器的整体控制框图。利用一个电压互感器和两个电流互感器获得A相公共连接点电压u_a【即A相的相电压】和A相、B相负载电流i_La、i_Lb，利用单相谐波电流检测方法得到A相、B相参考谐波补偿电流【即采用前述的公式

求得参考补偿电流】；利用两个电流互感器获得A相、B相的补偿电流i_Ca、i_Cb，将参考谐波补偿电流与实测补偿电流相减获得PI控制器的输入信号，经过PI控制后限幅【当PI控制器输出的值超出误差范围时，利用限幅器使误差在规定的范围内。】，将得到的信号进行SVPWM调制，获得三相四开关逆变器的四个触发信号S1、S2、S3和S4。【图3中，

要与i_Ca相减，此时

应该取有效值。】

有源电力滤波器APF的控制本质上是对PWM逆变器的控制，最终归结到求取逆变器的开关模式。通过对开关模式的控制，使得逆变器输出相应的谐波电压或电流跟踪期望的参考电压或电流，从而实现谐波治理的目的。采用PI控制器以及整个图3系统的最终目的是获得逆变器中开关器件的触发信号。PI控制器可以使控制系统输出电流对参考电流的跟踪误差将随着时间的推移而趋近于0。

图3就是一个控制过程。

实施例1：

系统结构如图5所示，本实例中，负载是非线性负载：电阻值是37.3Ω，电感值是66.5mH，谐波含量如表1所示。

表1谐波含量

各种电容和电感的值如表2所示。

表2

将表2的数据代入式(14)就能得到等效阻抗。

PI的传递函数是

k＝6，T＝0.01

限幅器的参数是-50～+50。

图3所示的控制框图都在DSP控制器中编程实现。

补偿设备投运前，电网电流畸变严重。功率因数比较低，仅为0.87左右.由图5可以看出，无源滤波器和有源滤波器投运后，电网电流畸变率降低，各主要次谐波电流含量都大大降低，均满足国标要求。电网功率因数从0.87提高到0.952。

谐波含量

本发明提出的三相四开关混合型有源电力滤波器具有普适性。该补偿装置能抑制谐波和补偿无功。在实际应用时，首先分析负载情况，如果是非线性负载就肯定含有谐波，利用测量仪器分析各次谐波含量的大小和无功功率的大小。根据测得无功功率的大小可以计算出电容的值，根据负载含有的谐波次数设计无源滤波器，无源滤波器的电容值是由无功功率确定，则根据串联谐振原理得到各次无源滤波器对应的电感值和电阻值。即无功功率由无源滤波器的电容补偿，主要的谐波由无源滤波器抑制，高次谐波由有源滤波器抑制。由于无源滤波器承担了大部分的电压，使得有源滤波器的容量要求小，易于实现。

Claims (8)

1.一种混合型有源电力滤波器，其特征在于，包括有源滤波器、无源滤波器和隔离变压器，有源滤波器的输出侧接隔离变压器的副边，隔离变压器的原边通过无源滤波器并入电网；电网与负载相接；有源滤波器为针对N1次特征谐波的无源滤波器；N1为大于或等于5的奇数；

有源滤波器的逆变器为三相四开关逆变器，采用4个IGBT和2个电容；该4个IGBT两两一组构成逆变器的两相桥臂，该2个电容串接构成第三相的桥臂。

2.根据权利要求1所述的混合型有源电力滤波器，其特征在于，还设有基波分流电感(L)，基波分流电感(L)与隔离变压器的副边并联。

3.根据权利要求1所述的混合型有源电力滤波器，其特征在于，在电网的负载侧还设有至少一组辅助无源滤波器；所述的辅助无源滤波器为针对N次特征谐波的无源滤波器，N为大于或等于5的奇数，辅助无源滤波器与无源滤波器分别处理不同次数的特征谐波。

4.根据权利要求1所述的混合型有源电力滤波器，其特征在于，隔离变压器的变比为M，M为大于1的整数。

5.根据权利要求1-4任一项所述的混合型有源电力滤波器，其特征在于，还包括用于检测A相负载电流i_La、B相负载电流i_Lb和A相相电压u_a、A相补偿电流i_Ca、B相补偿电流i_Cb的检测电路、两个PI控制器和一个SVPWM调制器；

所述的2个电容组成的桥臂为C相桥臂；

参考A相谐波电流

和参考B相谐波电流

分别为：

$i_{\mathrm{Ca}}^{*}=i_{\mathrm{La}}-i_{\mathrm{fa}};$

$i_{\mathrm{Cb}}^{*}=i_{\mathrm{Lb}}-i_{\mathrm{fb}};$

其中，i_fa和i_fb分别为A相和B相的基波电流，i_fa＝u_a/k_a， $i_{\mathrm{fb}}=(-\frac{1}{2}{u}_a+\frac{\sqrt{3}}{2}{u}_a\mathrm{ctg\&omega;t})/k_b,$ 并且， $k_a=\frac{<u_a,i_{\mathrm{La}}>}{\left|\right|u_a\left|\right|},$ $k_b=\frac{-1/2<u_a,i_{\mathrm{La}}>+\sqrt{3}/2<u_a\mathrm{ctg\&omega;t},i_{\mathrm{Lb}}>}{\left|\right|u_b\left|\right|};$

两个PI控制器为第一PI控制器和第二PI控制器；

参考A相谐波电流

与A相补偿电流i_Ca的差值作为第一PI控制器的输入信号；

参考B相谐波电流

与B相补偿电流i_Cb的差值作为第二PI控制器的输入信号；2个PI控制器的输出信号分别输入到SVPWM调制器中，SVPWM调制器输出控制信号控制4个IGBT的通断。

6.根据权利要求5所述的混合型有源电力滤波器，其特征在于，在PI控制器与SVPWM调制器的输入端之间还设有限幅器。

7.一种基于混合型有源电力滤波器的SVPWM方法，其特征在于，采用权利要求6所述的混合型有源电力滤波器；所述的SVPWM调制器的调制方法如下表所示：

其中，u_ac和u_bc分别是A、C相之间的线电压以及B、C相之间的线电压；V₀、V₁、V₂和V₃均为三相四开关逆变器的基本输出电压矢量；三相四开关逆变器基本空间电压矢量与开关状态对应关系如下：表中1表示开通，0表示关断；u_dc表示直流侧电压；

S_a和S_b分别为A相IGBT的开关信号和B相IGBT的开关信号； $\left(\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{\&alpha;}}\\ U_{\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right)=\sqrt{\frac{2}{3}}\left(\begin{array}{cc}-\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{u}_a\\ u_b\end{array}\right),$ u_α和u_β为对应u_a和u_b的空间电压矢量αβ坐标分量；u_s为逆变器合成电压矢量；

T₁、T₂、T₃、T₄、T₅分别为SVPWM调制方法的基本电压矢量作用顺序对应的五段时间，有：T₁＝mT_S/2，T₂＝(1-m+n)T_S/4，T₃＝(1-m-n)T_S/2，T₄＝T₂，T₅＝T₁；其中T_S为IGBT的开关周期； $m=\frac{|u_{\mathrm{ac}}+u_{\mathrm{bc}}|}{u_{\mathrm{dc}}}{T}_S,$ $n=\frac{|u_{\mathrm{ac}}-u_{\mathrm{bc}}|}{u_{\mathrm{dc}}}{T}_S;$

8.根据权利要求7所述的基于混合型有源电力滤波器的SVPWM方法，其特征在于，PI控制器的传递函数

k＝6，T＝0.01。

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